摘要：
三电平T型（3LTT）桥臂的硬开关损耗不能直接从数据手册中的能量损耗曲线进行估算，因为这些曲线仅适用于对称的两电平半桥配置。3LTT桥臂中的换流发生在具有不同耐压和/或电流额定值的半导体之间，并且在开关过渡过程中会涉及第三个半导体器件，从而产生额外的电容损耗。因此，本文描述了一种简化方法来估算3LTT桥臂硬开关损耗的下限（注意该方法同样适用于其他三电平拓扑）。考虑到宽禁带半导体极快的开关速度，该模型忽略了电压/电流重叠损耗，仅考虑主导的电荷相关损耗（半导体输出电容、体二极管反向恢复电荷），从而对数据手册的信息要求极少。通过对一个800V直流母线3LTT桥臂（1200V和650VSiCMOSFET）进行直接实验验证，其输出电流高达25A，结果证实了该简化开关损耗模型的良好准确性。
1、介绍
三级变换器拓扑，特别是与宽禁带（WBG）功率半导体如SiCMOSFET结合使用时，使得电力电子变换系统更加紧凑、高效，因此对于下一代用于电池充电的功率因数校正（PFC）整流器、数据中心电源模块以及用于工业自动化和电气化交通的可变速驱动逆变器系统具有关键意义。尤其是三级T型（3LTT）变换器（参见图1），最初在1970年代提出，在800V直流母线应用中表现出非常有前景的性能，特别是采用现代宽禁带功率半导体时。本质上，二级桥臂（采用1200VSiCMOSFET）通过一个四象限开关扩展，该开关允许将交流输出端连接到直流母线中点，即实现三电平输出电压。四象限中点开关可通过两个反串连接的650VSiCMOSFET实现，具有优势。与其他三级拓扑相比，如中点箝位（NPC）变换器，或其采用有源开关取代箝位二极管的变体（有源NPC，ANPC），3LTT所需的功率半导体更少，尤其是所需的门极驱动电源更少（如果中点开关采用共源配置）；即3LTT在功能性与复杂性之间表现出有利的折衷。
为了对特定应用中不同功率半导体进行初步比较评估，需要快速估算开关损耗。虽然数据手册通常直接提供对称两电平桥臂的开通和关断能量损耗随电压和电流的变化关系，但对于三电平TTL（3LTT）桥臂的情况则更为复杂。首先，任意两个半导体器件之间的换流也会改变连接到公共开关节点的第三个器件上的阻断电压，从而产生额外的电容损耗。其次，换流发生在具有不同阻断电压和/或电流额定值的半导体之间（即上述示例中，在用作中点开关的1200VSiCMOSFET和650VSiCMOSFET之间）。因此，不可能直接使用典型半导体数据手册中提供的开关损耗数据来估算某一器件组合在三电平TTL桥臂中的开关损耗。
因此，本文提出了一种简化方法，通过仅考虑与电荷相关的损耗（即电容损耗和反向恢复损耗）来估算基于SiC-MOSFET的三电平TT桥臂的最小硬开关损耗，这些损耗实际上主导了快速开关功率半导体的硬开关能量损耗。本文整合了现有关于三电平桥臂半导体输出电容充放电损耗建模的研究成果，以及二极管反向恢复损耗的简化估算方法，形成了一种简明、直接的损耗建模方法。
开发的有趣的开关损耗估计方法不同，后者需要双脉冲测试的损耗测量结果，本文提出的损耗模型仅需根据器件输出电容Coss和反向恢复电荷Qrr的资料参数化。此外，针对GaN器件，概述的建模方法未考虑反向恢复损耗，即它不能直接应用于带有SiCMOSFET的三电平拓扑（3LTT）桥臂。开关损耗模型仅通过测量采用650VGaNHEMTs和1200VSiC肖特基二极管的3LTT单向整流器的总转换器损耗，在转换器层面间接验证。
在本文中，通过精确的热量法损耗测量，对提出的损耗模型在一个800V直流母线3LTT桥臂原型（使用1200V和650VSiCMOSFET）上进行了专门的实验验证。实验结果几乎完美地预测了电容充放电损耗，并显示所提出的模型，包括二极管的反向恢复，硬开关损耗的最大低估误差为18%（即由于忽略了重叠损耗）。值得强调的是，尽管本工作重点关注3LTT变换器拓扑（出于清晰和简洁的原因），所提出的硬开关损耗模型可以应用于任意三电平桥臂（例如，NPC、ANPC等），
本文的结构如下。首先，第2节讨论了三电平三半桥（3LTT）桥臂中电容损耗的建模，同时阐明了连接到开关节点但在换相过程中不直接参与的第三个器件的影响。在第3节，描述了一种用于估算硬开关操作下桥臂损耗的简化模型，同时考虑了电容损耗和反向恢复损耗的贡献。第4节通过高精度半导体损耗的热量测量，对所提出的模型进行了直接的实验验证。最后，第5节总结了本文的工作并展望了未来的发展，强调了在器件数据手册中提供全面反向恢复信息的重要性。
2.三电平T型电容损耗分析
本节对3LTT桥臂中半导体输出电容充放电相关的损耗进行了详细分析，如图1所示。特别地，本分析仅关注桥臂的上半部分（即T1↔T2的开关转换，见图1），因为出于对称性考虑，所有结果都可以直接推广到桥臂的另一半。根据图1，四种不同的开关事件可能发生，这取决于换相顺序（即T1→T2或T2→T1）以及桥臂输出电流Isw的方向。对于每种情况，相应的图显示了转换前的稳态或死区时间间隔，转换间隔（仅对于硬开关事件）以及转换后的稳态。
例如，图1a显示了T2到T1的过渡（T1←T2），且Isw>0。在初始稳态（未示出）中，开关节点通过T2和T3连接到直流母线中点。当T2关断时，死区时间间隔开始。在此间隔内，开关节点电压保持不变，因为负载电流流经T2的本体二极管，直到T1导通。T1导通过程消耗了储存在T1输出电容中的能量Eoss,T1，并导致所示电流为T2的输出电容充电至Vdc/2，同时为T4的输出电容从Vdc/2充电到Vdc。T1的导通过程也启动了T2本体二极管的反向恢复过程，相关内容在第3节中讨论。最终，在新的稳态中，开关节点通过T1连接到正直流母线。由于在开关过渡过程中总会有一定量的能量被消耗（如Eoss,T1），因此这是一个硬开关事件。类似地，图1b显示了相反方向的过渡，即从T1到T2（T1→T2），且Isw>0。一旦T1关断，负载电流将对相关输出电容进行充放电，直到开关节点最终通过T3和T2的本体二极管连接到直流母线中点。因此，在死区时间结束时T2导通是无损的，相应地，该过渡是一个软开关事件。图1c和1d的过渡步骤类似。
所示的充放电电流会产生损耗。为了量化这些电容开关损耗，使用报告的方法分析图1中显示的所有四个开关事件，该方法基于能量平衡表达式
其中，Einitial和Efinal分别是换向前后所有器件电容中存储的总能量，而Esource和Eload分别是直流母线提供的能量和输出负载在转换过程中吸收的能量。注意，这里假设瞬时开关转换（即MOSFET通道上没有电压-电流重叠）；因此，在硬开关事件(a)和(c)期间不会有能量传递到负载（即Eload=0），而在软开关事件(b)和(d)期间不会产生损耗（即Eloss,cap=0，假设有足够的死区时间完成电压转换）。因此，两次硬开关事件(a)和(c)的能量平衡项可以表示为
其中Qoss和Eoss分别指半导体输出电容Coss中存储的电荷和能量：
为了清晰和简洁起见，我们定义了能量项
如图2所示，图中展示了针对Wolfspeed1200V32mΩSiCMOSFET和Vdc=800V的情况。将方程（2）和（3）代入方程（1），并利用方程（5）–（8），可得到直接的电容损耗表达式：
请注意，当Isw>0和Isw<0时，会得到不同的表达式，因为各自换相过程中涉及的功率半导体不同（即T1≠T2；例如，在具有800V直流母线电压的桥臂中，T1通常是1200V的MOSFET，而T2通常是650V的MOSFET），并且Coss,T4（即在换相过程中没有主动参与的第三个功率半导体的输出电容）的充放电受电流方向影响：当Isw>0时，如图1a所示，在硬开关转换过程中，它从Vdc/2充电到Vdc；而当Isw<0时，如图1c所示，在硬开关转换过程中，它从Vdc放电到Vdc/2。
3.简化硬切换损耗模型
任意SiCMOSFET桥臂中硬开关换流产生的总损耗可以表示为
其中Vsw和Isw分别是开关电压和电流，Eloss,cap是电容损耗贡献（取决于开关电压和开关电流的方向，参见第2节的公式(9)和(10)），而Qrr是与换相过程相关的MOSFET本体二极管的反向恢复电荷（例如图1a中T2的本体二极管以及图1c中T1的本体二极管）。公式(11)的最后两项表示V-I重叠损耗，并取决于重叠时间内的电压和电流时间导数。值得注意的是，公式(11)仅表示导通损耗，因为如果假设MOSFET足够快地关闭，关断过渡期间的开关损耗通常可以忽略。
通过假设无限快的转换，仅考虑不可避免的与电荷相关的损耗，可以得到一个简化的开关损耗模型，从而可以忽略公式(11)中的电压-电流重叠损耗贡献。这个假设还允许将二极管的反向恢复电荷表示为与开关电流成线性关系的函数：无限快的电流转换迫使所有二极管正向偏置注入的电荷（与导通电流成正比）作为Qrr被完全抽走，因为没有时间进行电荷复合。因此，我们得到
其中τ是载流子复合寿命。因此，从方程(11)得到相对于开关电流的简化线性开关损耗模型
它表示任意SiCMOSFET桥臂中硬开关损耗的理论下限（因为忽略了重叠损耗）。
值得注意的是，方程（13）仅依赖于通常可获得的制造商数据表信息，因为Eloss,cap可以从Coss(v)曲线中提取（参见第2节），而τ可以通过反向恢复电荷数据（即Qrr，Isw）反推方程（12）获得。特别地，由于τ大致与半导体结温Tj线性相关，只需在不同温度下的两个Qrr值即可大致估算任意Tj的反向恢复损耗。值得注意的是，数据表中的Qrr值通常包含半导体的Qoss(Vsw)，因为在反向恢复电荷测量过程中，双极性电荷和电容性电荷成分无法区分。因此，在将数据表的Qrr值用于方程（12）之前，必须先减去Qoss。
4.实验验证
本节旨在首先验证和评估第2节所述电容损耗分析的准确性，然后评估其与第3节提出的简化硬开关损耗模型相结合的效果。我们使用图3所示的3LTT桥臂原型，该原型采用Wolfspeed的第三代1200V32mΩ（用于T1、T4）和650V25mΩ（用于T2、T3）SiCMOSFET，封装为四引脚TO-247-4（即具有Kelvin源引脚以实现更快速的开关）。为了获得准确的开关损耗结果，我们采用瞬态量热测量方法，具体而言，提出并验证的变体。通过这种方法，半导体器件机械连接并热耦合到作为散热块的黄铜块上。通过测量黄铜块温度升高预定幅度（在本例中为10°C）所需的时间，并减去估算的导通损耗（在量热测量装置校准阶段，测量被测器件在不同温度下的导通电阻），即可提取半导体开关损耗。
4.1.空载运行(Isw=0)
为了验证第2节中描述的电容损耗模型，对不同开关电压（即不同直流链路电压）下的零输出电流（即空载）损耗进行了测量。空载操作可以避免方程(11)中的所有与电流相关的项，从而能够准确地确定3LTT桥臂的电容损耗，其定义为方程(9)和(10)之和，即
图4比较了通过量热法测量的空载损耗与使用所提出的电容开关损耗模型基于数据表的估算值。为了量化由未主动参与换流的第三个开关（即此情况下的T4）存在所带来的额外电容能量贡献Ec,T4和Ed,T4，进行了两组测量，分别将T4与电路电连接或断开。结果显示测量值与估算值高度一致，支持所描述电容损耗模型的有效性。
4.2.负载下运行(Isw>0,Isw<0)
为了评估第3节提出的简化硬切换损耗模型的准确性，对正负桥臂输出电流（Isw，见图1）进行了损耗测量。由于反向恢复时间常数τ随温度变化，桥臂的占空比和开关频率被调整，以始终实现约125°C（±10°C）的半导体结温。开关损耗根据方程(13)中的简化损耗模型进行估算，即：
由于1200V和650VMOSFET的Qrr信息仅在Tj=175°C时提供，因此使用相同半导体器件在不同表面贴装TO-263-7L封装中的数据手册来提取Tj=25°C时的τ，从而实现τ(Tj)值之间的线性插值。
图5和表1比较了实验结果与所提出的基于数据表的三绕组三相变压器（3LTTC）开关损耗模型的估算值，其中图5还提供了来自方程（9）或（10）的电容损耗贡献和反向恢复损耗的细分。考虑到其简便性，该模型能较好地预测实测的硬开关损耗，在所考虑的负载电流范围内最大低估误差为18%。随着|Isw|的增加，模型的准确性下降，因为未考虑的V-I重叠（由有限的dv/dt和di/dt造成）会越来越多地影响整体损耗。测量损耗与估算损耗之间的偏差，实际上可通过使用方程（11）对V-I重叠损耗进行近似评估得到良好反映，假设dv/dt≈100V/ns和di/dt≈10A/ns（即根据测量和数据表信息）。由于新一代宽禁带（WBG）功率晶体管的开关速度预计呈上升趋势，这一趋势由功率电子变换器进一步集成，尤其是由集成门驱动电路推动，推动，因此所提出的损耗模型的准确性有望进一步提高。
5.结论
本文描述了一种用于估算基于SiC的三电平T型（3LTT）桥臂的硬开关损耗的简化方法。值得注意的是，所提出的方法也适用于其他三电平拓扑结构。在忽略电压/电流重叠损耗且仅考虑与电荷相关的损耗分量的情况下，该方法所需的数据表信息非常少。该方法不仅可以考虑由在硬开关事件中承受电压瞬变的第三个半导体器件引起的电容充放电损耗，而且特别适用于电压和/或电流额定值不同的半导体器件之间的换相。通过卡路里法实测采用1200V和650VSiCMOSFET的800V直流链路3LTT桥臂原型的开关损耗，验证了所提出的损耗模型。结果表明，使用该模型，仅凭数据表提供的基本半导体信息即可合理准确地预测3LTT的开关损耗，与卡路里法测量相比，最大低估误差为18%。
由于没有考虑重叠损耗（随着未来集成栅极驱动器提高开关速度，其重要性会降低），因此必须预期某种损耗会被低估，但值得强调的是，估算精度在很大程度上取决于半导体器件制造商在数据手册中提供的Qrr信息的质量。不幸的是，这些信息往往不可靠（例如，可能包括不需要的高频振荡效应），和/或仅提供一个工作点的数据（即Isw、Tj、di/dt的单一组合）。因此，更高质量的Qrr数据（例如考虑中提出的测量方法）以及数据手册中更多数据点的可用性，可以进一步提高所提出的用于3LTT（三电平）桥臂硬开关损耗的简明建模方法的准确性。
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