摘 要：
近年来，我国高铁产业蓬勃发展，为了实现了动车组的轻量化，在标准动车组设计中将具有轻量化、无污染和长寿命等优点的锂电池应用于“复兴号动车组辅助备用110V蓄电池组中，由于列车上运行环境比较特殊，工作环境温度高、各种电气设备密集分布且空间狭小，对于单相逆变器的体积、效率、可靠性都有了更高的要求。
本文针对当前车载单相逆变器存在体量大、效率低等问题，同时结合锂电池作为备用电源后带来逆变器输入电压范围的缩窄，将传统两级式逆变器前级的移相全桥结构的直流升压电路改进为全桥LLC谐振电路，后级逆变电路引入易于高频化应用的新一代功率器件SiCMOSFET，研制了车载隔离型单相逆变器的实验样机。
论文首先设计了逆变器系统的整体架构图，然后完成了逆变器前后级电路的建模分析、设计、仿真验证及软件硬件系统设计，最终完成了实验样机的整机测试。具体内容如下：
(1)首先对前级全桥LLC谐振变换器进行稳态建模，然后对变换器的稳态直流增益特性、工作过程进行了分析，推导了开关管在全负载范围内实现零电压导通(ZVS)的边界条件，提出了一种谐振腔参数的设计流程，最终在Matlab/Simulink平台搭建了仿真模型并验证了设计的合理性与正确性。
(2)对后级逆变电路进行建模分析，推导了其主电路的等效传递函数及等效框图，并设计其输出LC滤波器，采用基于电感电流采样和输出电压采样的双闭环控制模型，针对基于传统PI控制器的双闭环控制存在的输出电压精度低、谐波含量高和动态特性差等问题，提出了一种基于改进PR多重复合控制器的电压外环和分数阶P控制器的电流内环组成的双闭环控制策略，并完成了其控制器设计。最终在Matlab/Simulink平台搭建仿真模型并对其控制效果进行对比分析，验证了基于改进PR多重复合控制和分数阶PIr控制的双闭环控制策略的优越性。
(3)完成逆变器整机的硬件电路与软件系统的设计，搭建实验平台对隔离型单相逆变器进行整机测试。测试结果表明本文设计的隔离型单相逆变器具有较好的稳态特性、动态特性和较高的效率，可满足车载隔离型逆变器的要求，具有实用价值。
第四章 硬件电路与软件系统设计
在完成了关于两级式逆变器的原理分析、相关参数分析和设计、相关控制算法设计，并仿真验证正确合理基础上，在本章完成了硬件电路与软件系统的设计，为后续逆变器样机的相关测试实验做准备。
4.1 硬件电路设计
4.1.1后级功率器件选型
4.1.2 高频变压器设计
高频变压器是前级全桥LLC谐振变换器的核心组件，也是变换器的主要发热源，因此针对其优化和设计非常重要，这里采用AP法对高频变压器进行设计。
(1)高频变压器的设计要求：
原边直流输入电压：100V~120V；
副边直流输入电压：400V；
副边输出电流：6.25A；
谐振频率：100kHz。
(2)变压器绕组导线选取
选择导线需要在最小工作频率下进行，最小趋肤深度计算公式为[64]：
(3)磁芯类型选定
铁氧体材料具有高频损耗低、成本低、价格便宜等优势，本次设计拟选用锰锌铁氧体作为变压器磁芯的磁芯材料。
磁芯面积AP法计算式为：
(4)变压器原副边侧绕组匝数计算
变压器设计需要满足最差工况下的需求，即开关频率最低、输入电压最低并且满载，按以上条件对副边侧绕组匝数进行计算，其公式为：
4.1.3辅助电源
图4-2所示为逆变器系统辅助电源原理图，采用反激式电源结构，由于结构中存在高频变压器，所以实现了电气隔离，直流输入端电压同逆变器系统的输入一样，为DC110V额定输入，变压器变比为110/12，其主控制器为TI公司的型号为UC2844D8的DC/DC控制器；二次侧其中两路输出经ST公司的型号为L78M15CDT-TR的稳压器分别输出DC±15V，另外一路直接输出DC12V。即反激式电源主电路主要产生+15V、-15V、+12V三种电压。为后续的驱动电路、采样电路、DSP控制等电路供电。
图4-3为设计出的辅助电源PCB样板，为了方便对其测试，并未集成在主功率电路板中，而是单独设计，采用插口设计与主功率电路板进行连接。
另外还在主功率电路板上设置了电平转换电路，把12V转换为5V，最终 再经过设置在控制板上的5V转3.3V电路为DSP供电。
图4-4为12V转5V的转换电电源主电路提供的DC12V经TI公司型号为TPS54360DDA的降人玉转换芯片转换为DC5V输出。
4.1.4 驱动电路
为了能够充分地利用SiC MOSFET，设计一种可靠稳定的驱动及保护电路是十分必要的。
设计驱动电路时一般需要考虑以下几个要点I]：驱动电路需要提供足够大的电流；提供较大的驱动电压从而降低开关管的导通损耗；驱动电路中应设置电气隔离从而避免高压主电路与控制电路之间的电气干扰，；驱动电路的PCB布置上应尽量靠近开关管以降低驱动电路的寄生电感带来的影响。
接下来开始驱动电路的设计：
(1)驱动电压选择
型号C2M0080120D的SiCMOSFET的Datesheet中推荐该型号驱动电压范围为-5V到+20V。另外，由于在MOSFET的栅极和漏极之间存在Miller电容，电压的过度变化会通过Miller电容产生较大的位移电流，并且该电流会流经MOSFET的门极电阻产生压降。当位移电流达到一定值时会使通过驱动电阻产生的电压高于用于MOSFET的开启阈值电压，这将导致MOSFET被误导通，从而可能导致同一桥臂的两个MOSFET之间的直通短路。因此，为了确保MOSFET的安全关断，有必要在栅极和源极之间提供一个负电压，以降低桥臂中发生直通短路的风险。除此之外，采用SiCMOSFET的负驱动电压关断时，可以减小关断时间，降低关断损耗。
(2)栅极驱动电阻选择
栅极和源极之间存在寄生电感会导致栅极电压会出现振荡，需要设置栅极驱动电阻来抑制栅极电压的振荡。
驱动电阻越小驱动电流越大，大电流会加快MOSFET的开断时间，有利于减小开关损耗。然而，这样会导致关断过程中漏极电流的下降速率加快，继而在主回路的杂散电感上产生较大的关断电压过冲，如果漏极关断电压过冲大于MOSFET的额定电压值，这样有可能会导致MOSFET击穿损坏。因此选择合适的栅极电阻，既可以保证开通关断期间响应速度，同时不会使栅极驱动电压发生振荡。
通常采用下式选取驱动电阻：
(3)驱动电流计算
栅极驱动电流的大小决定驱动电路的驱动能力，需要适当取值。单个MOSFET所需平均驱动电流估算式为：
由datesheet中相应数据计算出Ig约为1.91A。由于一个驱动信号要同时驱动两个并联均流的MOSFET，所以驱动电流应取计算值的二倍。
设计完的驱动电路如图4-6、4-7所示，首先采用型号为UCC2808APW-2的开关控制器产生两路切换触发的PWM信号PWM.OUT.A和PWM.OUT.B。两路PWM信号经过型号为IXDN604SIA的驱动芯片，将DC12V变成高频交流电压，然后经过变比为12/23的高频变压器升压、整流、滤波后产生两路DC23V供电电压VCCISO.A和VCC.ISO.B，最后经型号为BZT52V5V1的稳压管输出两路+5V驱动电压信号分别控制同一桥臂的上下两个MOSFET的源极。
DSP的GPIO口产生的两路PWM.A和PWM.B两路驱动信号，分别经过型号为1EDI05I12AF隔离型栅极驱动器，然后经过型号为IXDN609SI的驱动芯片生成栅极驱动信号，该芯片的供电电压范围宽，可以从4.5V到35V之间选择，这里其VCC供电电压来自上面的DC23V输出，且此驱动芯片峰值驱动电流最大可以到达9A，其驱动能力完全达到本次使用的SiCMOSFET的要求。输出+23V电压驱动信号给栅极。
(1)防止栅源极极间过电压
MOSFET的栅极和源极之间的阻抗较高，漏源极间的电压突变时会通过极间电容耦合到栅极产生尖峰电压，此电压较高时会将栅源氧化层击穿，在MOSFET管栅极并联稳压管将栅极电压限制在稳压值以下，防止MOSFET被击穿，同时也需要并联电容以吸收尖峰电压。
(2)防护漏源极极间过电流
当发生过载或者短路情况时，流经MOSFET的电流会突增超过额定值，如果不能在过流后规定的时间内及时关断MOSFET，将会损坏MOSFET，因此在主回路增加电流采样保护电路，当电流超过规定值时，通过保护电路来停止驱动信号的生成，防止MOSFET被损坏。关于其采样电路的设计将在下一节介绍。
前级SiMOSFET驱动的设计与后级SiCMOSFET驱动设计类似，这里不再赞述，根据其datesheet参数，将其驱动电压改为+15V导通，-5V关断，高频变压器变比改为12/20。
4.1.5 采样电路
为了实现逆变器前后级的闭环控制以及过流、过欠压保护，需要将采集到的电流或高电压信号转换成能够让DSP识别的3.3V低电压信号中实现对逆变器的整机控制。
采样电路主要由下列电路组成：DC110V直流输入采样、DC400V中间直流侧输出采样、AC220V交流输出采样、滤波电感电流采样、全桥电路左、右桥臂电流采样。
图4-11为逆变器DC110V直流输入电压采样电路图，目的是实现过压/欠压保护功能，当检测到输入电压不满足设定输入电压范围时，在DSP中执行中断程序，停止所有PWM输出，保护主功率器件及其它电路元件不受到损坏。输入电压经过大电阻降压后经过差分跟随运放电路放大消除负压，然后经过RC低通滤波器进行滤波输入至ADC采样，经过处理后得到相应的ADC采样数字信号，电路中使用的运放型号为OPA4197IPWR。
图4-12为DC400采样电路图，目的为实现前级DC/DC升压电路的单电压环闭路直流输入的过欠压保护。电路工作原理与DC110V使用的运放型号同样为OPA4197IPWR。
图4-13为AC220V输出交流电压采样，目的为实现逆变电路的双闭环控制。电路工作原理上述电压采样电路相同，使用的运放型号同样为OPA4197IPWR。
图4-14为滤波电感输出电流采样，目的为实现逆变电路的双闭环控制以及逆变器的过流保护。交流电流经型号为LAH100-P的电流传感器采样后将电流信号转换为电压信号，传感器需要外接±15V稳压直流电源，M端外接取样电阻。然后经过电压偏置将电压转换到1.65V之内，然后经过运放将电压值放大，经过RC滤波后输入至ADC采样。运放型号同为OPA4197IPWR。
图4-15为分别为全桥电路左、右桥臂电流采样电路，目的为实现MOSFET的过电流保护。当电流流过采样电阻时，即将电流信号转化为相应的小电压信号，经过差分放大、滤波后输入至ADC采样接口。使用的运放型号同为OPA4197IPWR。
4.1.6 主控制器选择
本次选用TI公司C2000系列DSP中的TMS320F28069FPZT芯片。典型的应用领域有逆变器和电机控制、电动汽车充电站电源模块、伺服驱动器控制模块、工业交流/直流转换器等。TMS320F28069FPZT属于浮点型的DSP，在逆变器控制在更具优势，并且具有分析和断点功能，便于通过硬件实时调试。
图4-16为TMS320F28069FPZT最小系统原理图。
本次设计中前后级各使用一片DSP控制，控制板PCB样板如图4-17所示。
4.2 软件系统设计
4.2.1 控制系统软件
CodeComposerStudio(CCS)是美国德州仪器公司(TexasInstrument)出品的供用户开发和调试DSP和MCU程序的集成开发软件，可以对软件实时编译和测试，大大提高了软件开发的效率。图4-18所示是其9.0.1版本的开发页面。
4.2.2 主程序
控制指令的执行是主程序通过调用子程序来实现的，完成系统相关外设、中断程序的初始化。逆变器系统的控制程序由分为前后级两部分，前后级各用一片DSP，主程序流程图如图4-19所示。
主程序首先对系统寄存器、中断寄存器和各配置模块进行初始化，配置相应的注册表设置，当事件触发中断请求时，进入中断服务程序，执行完中断程序后，控制程序将返回主循环程序。
前级LLC谐振升压电路控制的主程序流程与后级逆变电路的主程序流程相似，不同之处主要在进入中断之后的处理程序，使用的控制算法不同，前级是基于PI控制的单电压环，后级是分数阶PI+改进PR多重复合控制的双闭环控制。
4.2.3 A/D采样
TMS320F28069中包含1个12位分辨率的A/D转换器，2个采样/保持器(S/H)，具有多达16个模拟输入通道，模拟输入电压范围为0~3.3V。A/D转换是在中断内完成的，其采样频率由EV事件管理器模块的定时器决定，本次设计中采样频率取值与开关频率相同。A/D采样中断子程序流程图如图4-20。
4.2.4 SPWM波生成
DSP的ePWM模块的时基模块将三角载波频率设置为100kHz，并使用载波周期计数器执行两个中断，一个中断是波峰中断，另一个是波谷中断。当在载波周期中发生波峰中断时，从DSP查表获取正弦调制值，并加载到计数器比较模块的比较寄存器中，以与计数器的输出相匹配。当产生波谷中断时，将从DSP查找表中获取已调制的正弦波值，并触发ADC中断。处理完反馈信号后，通过控制算法重新获得正弦调制值，用于在比较寄存器中以匹配比较器的输出，通过死区模块设置死区时间，经过调制周期之后生成SPWM波。图4-21为生成SPWM波的流程图。
4.3 本章小结
本章完成了逆变器整机硬件系统和软件系统的设计，并将于第五章基于此设计完成实验样机的制作。
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