摘要:
光伏建筑一体化（buildingintegratedphotovoltaics,BIPV）系统是一种将光伏发电技术融入建筑设计的创新方式，针对BIPV结构特点，提升其能量转换效率是目前绿色建筑发展的迫切需求。文章对此提出了采用电感-电感-电容（inductor-inductor-capacitor,LLC）电路拓扑和第三代半导体SiC功率器件来降低损耗提升效率的方法，通过电路分析、仿真、计算和对比的方式，验证了该方法的正确性和有效性，为后期高效率BIPV系统设计提供了有益的参考。
引言
BIPV的特点是将光伏电池与建筑结构相结合的一种创新型建筑形式，它面临着更加复杂的光照环境，所产生的电能比普通室外独立光伏电池发电能量更低，因此需要更加高效率的电能管理系统才能更充分地发挥BIPV的发电优势。BIPV应用方案与结构组成如图1所示，BIPV内直流-直流（directcurrent-directcurrent,DC-DC）变换器改进方案如图2所示。
图1是典型的BIPV应用方案与组成结构，其可以广泛应用于各个领域，主要组成部分为光伏板和DC-DC变换器，其中DC-DC变换器是系统的核心，它决定了BIPV整体能量转换性能，因此也是高效能BIPV的研究重点。
采用LLC拓扑结构能实现变换器原边功率器件零电压开通和副边二极管零电流关断，提高变换器整体效率；应用第三代半导体功率器件，如碳化硅功率器件，可以降低BIPV的功率器件损耗，从而进一步提升DC-DC变换器整体效率。
1LLC电路拓扑分
在BIPV系统中，降低变换器的损耗，提高效率是功率变换器重要关注点，LLC电路拓扑是其可选方案之一，LLC电路拓扑结构如图3所示。
由图3可知，LLC电路拓扑主要包括方波产生、谐振网络、整流滤波、输出负载四个部分。其中，S1～S4为原边主开关管，能够在零电压开通模式工作；C1～C4为主开关管并联电容，可以降低主开关管漏源极电压的上升率，防止金属-氧化物-半导体型场效应管（metal-oxide-semiconductorfield-effect-transistor,MOSFET）被击穿，D1～D4为副边整流二极管，能够在零电流关断模式工作。在这两种工作模式的作用下，LLC电路拓扑可有效降低开关损耗，同时，对输入电压和负载的大范围变化起到良好的调节作用。
在LLC电路拓扑结构中，方波产生部分的S1～S4四个开关管中，S1和S4两个开关管的驱动信号一致，S2和S3两个开关管的驱动信号一致，两组开关管的占空比相等，理论上可以达到50%的功效，但是实际应用中，S1和S4、S2和S3两组驱动信号不能完全重叠，其转换过程中要有一定的时间间隙，即死区时间，目的是防止同桥臂上下MOSFET直通现象发生。在LLC电路拓扑中，谐振电感Lr、励磁电感Lm、谐振电容Cr三个元件构成的电路称为三元谐振网络，其包含两种谐振状态：谐振电感Lr与谐振电容Cr发生谐振频率fr；励磁电感Lm与谐振电感Lr、谐振电容Cr三者共同发生谐振频率fm。两个谐振频率的表达式分别如下所示：
LLC电路拓扑结构工作波形如图4所示，开关频率fs的主要工作频率区间为fm
(1)、t0～t1阶段：开关管S1、S4导通，三元谐振网络与原边输入侧MOSFET及电源构成能量回路，并且通过变压器的电压转换，将能量传递到副边，经过二极管的整流最终传递到输出侧负载。由于LLC电路拓扑副边处于工作状态，其输出电压V0经过变压器，对原边励磁电感Lm进行钳位，其钳位电压为nV0，因此该钳位电压使Lm不参与谐振。基于伏秒平衡原理，随着时间延长，励磁电流im线性增大，同时谐振电容Cr和谐振电感Lr形成谐振电路，谐振电流ir以近似正弦波形函数形式上升，变压器副边二极管的电流id为励磁电流im与谐振电流ir之差。
(2)、t1～t2阶段：励磁电流im与谐振电流ir在t1时刻达到等值，变压器原边电流不再变化，导致没有能量传输到副边，二极管零电流关断，变压器副边等效为开路状态，励磁电感Lm电压不被钳位，此时为LLC谐振状态。
(3)、t2～t3阶段：S1和S4关断，谐振电流ir为S1和S4的寄生电容C1和C4充电，同时S2和S3寄生电容C2和C3放电，S2和S3两端电压降为零，达到了S2和S3的零电压开通条件。
(4)、t3～t4阶段：S1和S4还处在关断状态，励磁电流im呈反向的线性趋势增加，谐振电流ir呈正弦趋势，变压器副边二极管导通。励磁电感Lm电压再次被钳位在nV0，谐振电感Lr与谐振电容Cr也再次形成谐振。
2、LLC电路拓扑仿真
采用LTspice仿真软件进行仿真，主要实验参数为：电压输出范围Vout(250～420V）；输入额定电压Vi为80V；输出额定电压V0为336V；输出功率P0为0.3kW；谐振频率fr为100kHz；谐振电感Lr=35.5μH；谐振电容Cr为71.3nF；励磁电感Lm为142μH。
输出电压与负载电流波形如图5所示，其中输出电压为335.69V，接近理论计算值的336.00V，负载电流为9.46A，接近计算值9.49A。励磁电流与谐振电流波形如图6所示，可知工作波形与理论分析波形基本一致，谐振变换器在fm
3、LLC系统设计注意要点
随着开关速度的加快，LLC电路中的寄生电感、印刷电路板（printedcircuitboard,PCB）中存在的线路寄生电感和电阻、电容等无源器件中的寄生电感、功率器件内部的寄生电容及寄生电感一起剧烈振荡会产生振铃效应，严重时可能对开关器件造成损害。
电路中的寄生电感主要存在于器件封装及PCB的导线中，SiCMOSFET器件模型、考虑寄生参数的SiCMOSFET器件模型分别如图7、图8所示。
寄生电感电压V计算公式如下：
式中：L为寄生电感量；di为电流变换量；dt为电路变化时间。
通过仿真实验对寄生电感Lg、Ld、Ls进行分析，栅极寄生电感Lg对漏源电压和漏源电流几乎无影响,对开关损耗产生的影响也较小。设Lloop为Ld与Ls的和，其值越大，器件开关速度越慢，开通时开关管漏源电流振幅升高，关断时Ids振幅减小，损耗变化不大。综合考虑开关延迟及开关管漏源电流开通过冲，应尽量避免Lloop增大。
受寄生电感的影响，器件的开通时间和关断时间会延长，同时电压尖峰会变大，且漏源级电压振荡幅度随之加剧。因此在设计功率器件驱动电路时，应尽量减少漏源极寄生电感，同时要减小驱动回路包含的电路板面积。
4、损耗分析
4.1原边MOSFET器件损耗
LLC电路拓扑结构中原边功率MOSFET器件在恰当的工作参数和控制方式下，可以工作在零电压开关（zerovoltageswitching,ZVS）模式，故其开通损耗很小，计算时可以忽略不计，只考虑相对较大的导通损耗Pcon、关断损耗Poff与驱动损耗Pdrv。在LLC电路拓扑中，原边电流有效值Irms计算公式如下：
式中：I0为输出电流；n为原副边匝比；Vin为输入电压；fr为谐振频率。
器件导通损耗Pcon计算公式如下：
式中：Ron为开关器件导通电阻。
关断损耗Poff计算公式如下：
式中：VSD为开关器件漏源电压；Im为开关器件最大漏电流；toff为开关器件关断时间。
驱动损耗Pdrv计算公式如下：
式中：Vs为栅极驱动电压；Qg为栅极电荷。
根据以上算式，开关管的总损耗Pmos计算公式如下：
4.2二极管损耗
在LLC拓扑中，副边二极管可以实现零电流关断，因此主要损耗为导通损耗Pd-con，其计算公式如下：
式中：VF为二极管的电压；IF为二极管电流。
副边整流部分每次有两个二极管导通，其二极管总损耗PD计算公式如下：
为了对比不同功率器件的功率损耗，主开关器件分别选取SiC和Si基于MOSFET功率器件进行损耗对比，副边整流二极管也分别采用SiC和Si基于肖特基二极管进行损耗对比，查找器件数据手册得到相关工作参数，再结合上述公式计算得到开关器件损耗、二极管损耗数据分别如表1、表2所示。
在基于SiMOSFET的LLC拓扑电路中，经过计算其器件总损耗约为29.9W，而在基于SiCMOSFET的LLC拓扑电路中，其器件总损耗约为11.48W，通过对比，后者降低损耗幅度约为61.6%，因此应用LLC拓扑电路，并采用SiC器件，可以实现BIPV系统更低的损耗和更高发电效率。
5、结束语
文章针对BIPV系统高效率能量转换的迫切需求，提出了采用LLC电路拓扑结构，同时使用第三代功率半导体SiC器件的效率提升方案。在BIPV系统中，采用LLC拓扑电路，可以实现主开关管零电压开通，变压器副边二极管零电流关断，从而显著提高系统效率，验证了LLC拓扑作为BIPV的DC-DC变换器核心电路的可行性。对比Si器件和SiC器件应用在LLC谐振变换电路中的损耗，发现SiC器件损耗更低，表明使用第三代功率半导体SiC功率器件可以有效提升BIPV系统整体效率。
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