摘要：第三代宽禁带功率器件碳化硅（SiC）金属-氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）具有高开关速度、高耐压与低损耗等优势，广泛应用于高功率密度电力电子变换装置。然而，其高速开关过程中产生的高电压变化率会通过米勒电容引发严重的桥臂串扰问题，引起误导通或栅氧击穿，严重影响系统可靠性。为此提出了一种改进的有源米勒钳位驱动电路，通过在栅极引入由PNP三极管、二极管与电阻电容网络构成的辅助泄放支路，在保持开关速度的同时，为串扰电流提供低阻抗路径。理论分析和实验表明，该电路可显著抑制正负向串扰电压，且未引入额外开关损耗，有效提升了SiCMOSFET在桥式电路中的运行可靠性。
引言
随着电力电子变换器对功率密度和效率要求的不断提高，碳化硅（SiliconCarbide，SiC）金属氧化物半导体场效应晶体管（Metal-OxideSemiconductorField-EffectTransistor，MOSFET）作为第三代宽禁带半导体器件，凭借其高开关频率、低导通电阻和优良的热性能，在新能源、电动汽车等领域得到了广泛应用。然而，SiC器件的高开关速度也带来了高电压变化率和高电流变化率，使得桥式电路中的串扰问题尤为突出。串扰现象主要源于开关管的高速开关动作通过米勒电容CGD在被关断管的栅极产生位移电流，电流经栅极电阻和寄生电感，在栅源极间形成电压尖峰。正向串扰可能导致器件误导通，引发桥臂直通；负向串扰可能超过栅极负压耐受值，损害器件可靠性。
当前串扰抑制技术主要涵盖以下3种方式：一是无源阻抗调节法，即通过调整驱动电阻和栅源电容以降低高电压变化率，但该方法会牺牲开关速度并增加开关损耗；二是负压关断法，即基于电阻电容二极管（ResistorCapacitorDiode，RCD）的电位平移电路，使功率器件关断时承受负电压而不是零压，该方法可提高误导通裕量，但会加剧负向电压应力；三是有源米勒钳位法，即通过低阻抗路径泄放米勒电流。作为当前主流方法，有源米勒钳位法又有2种运行方案：一种是驱动芯片集成的有源米勒钳位功能，这种方案集成度高，使用方便，但在实际应用中受布线寄生参数影响，抑制效果常达不到预期；另一种是通过RCD电路控制晶体管所在的低阻抗支路，这种方案电路较复杂，参数调试繁琐，且会降低功率器件的开关速度，增加开关损耗。
针对现有方法的不足，本文设计了一种改进有源米勒钳位驱动电路，以提升其性能表现。通过在功率管引脚附近增设由PNP（PositiveNegativePositive）三极管、二极管、电阻电容（ResistorCapacitor，RC）网络构成的辅助泄放支路，为串扰电流提供快速、低阻抗的本地泄放路径，且不影响开关速度。
1、桥臂串扰原因分析
1.1串扰机理
1.2串扰的影响因素
由式（4）和式（5）可知电路中各参数对串扰的影响。需要注意的是，Q1和Q2一般为同一型号器件，即驱动电路所用器件相同，各参数相互影响。如增加RG，虽然可以降低dUDS/dt，但会在驱动电路上感应更大的串扰电压［16］。
CGD和dUDS/dt是产生米勒串扰的根本原因。这两个值越大，产生的米勒电流越大，串扰也越严重。UDD越高，在开关过程中CGD释放的能量越大，对栅极电压的影响就越大。RG可以降低开关速度，从而减小dUDS/dt，但过高RG又会增加压降，导致串扰严重，因此不能简单地通过增加RG来缓解串扰。
CGS值增大不仅使得位移电流对其充电越慢，而且降低器件的开关速度，使得dUDS/dt变小，从而起到减小串扰的作用。CGS和CGD是功率MOSFET的寄生参数。由于CGS越大、CGD越小时桥臂间串扰影响越弱，因此选择器件时会用CGS和CGD的比值作为器件自身抗串扰能力的因子。此外，由于增大CGS会降低开关速度，增加开关损耗，所以芯片设计时会降低CGS和CGD。
2、有源米勒钳位电路及其改进
2.1典型有源米勒钳位电路
典型有源米勒钳位电路如图2所示。其核心结构由专用的钳位Q11、钳位二极管D11、比较器和逻辑判断控制电路组成。其中，UCC为驱动输入电压，GND为参考地，OUT为驱动信号输出端口，MC为有源米勒钳位端口，Uth（MC）为内置米勒钳位电路比较器的阈值电压，RG（ext）为外部驱动电阻。
MC引脚连接到SiCMOSFET的栅极，UGS通过MC引脚反馈到比较器，比较器的阈值电压Uth（MC）一般为2V，当开通串扰UCR_on大于Uth（MC）时，通过比较器和控制电路使得内置的钳位Q11导通，从而给位移电流提供一条低阻抗路径。当关断串扰UCR_off低于−0.7V时，钳位二极管D11导通，泄放关断时的位移电流。
这种通过比较器控制的有源米勒钳位存在以下不足：一是驱动电路复杂，需要增加逻辑控制电路；二是如果使用驱动芯片自带的米勒钳位功能，内置的钳位MOSFET和二极管处理电流能力往往较弱，高频应用时受限；三是SiCMOSFET开关速度非常快，达到50V/ns，而整个电路需要经过比较器，逻辑控制具有响应时间；四是使用带米勒钳位功能的驱动芯片增加了电路成本。
2.2、改进的有源米勒钳位电路串扰抑制原理
QH开通、关断时改进的有源米勒钳位电路工作原理如图4所示。
2.3、改进的有源米勒钳位电路参数设计
由于桥式电路中上下管驱动电路一般相同，因此可以以下管的驱动电路为例说明参数设计方法。改进的有源米勒钳位电路下管工作原理如图5所示。其中，IB为三极管的基极电流，IC为集电极电流，UC1为基极-集电极间的电压，UCE为发射极-集电极间的电压，UBE为基极-发射极间电压。
由图5可知，该电路开通串扰通过PNP三极管钳位，关断串扰通过二极管钳位，当开关管动作时外围的RCD电路三极管不导通，被干扰管处的三极管导通，实现无比较器控制的有源米勒钳位功能。
3、仿真与实验验证
3.1仿真验证
当主电路的漏源电压为800V、漏源电流为40A、负载电感为200μH时，仿真不同驱动电路下的开关波形。双脉冲仿真波形如图7所示。
由图7可知，无米勒钳位的驱动电路串扰电压最高，正向串扰峰值为2.6V，达到了器件175℃下的开启阈值电压2.2V，负向串扰峰值为−8.1V；典型有源米勒钳位驱动电路的正向串扰峰值为1.1V，负向串扰峰值为−6.3V；改进的有源米勒钳位驱动电路正向串扰峰值为0.3V，负向串扰峰值为−6.4V。总之，改进的有源米勒钳位驱动电路符合理论分析，具有良好的串扰抑制效果。
3.2、双脉冲测试实验
为进一步验证改进的有源米勒钳位驱动电路在工程应用中的有效性，搭建了双脉冲测试平台。双脉冲测试平台如图8所示。
根据2.3节的串扰抑制电路的参数设计方法，设计改进的有源米勒钳位驱动电路。以下管驱动电路为例，预设UCE为4V，IC为3A，hFE为30，RG（on）和RG（off）均为2.4Ω。器件选型如下：驱动芯片为德州仪器（TI）公司的UCC5350SB，芯片最大驱动电流5A，无米勒钳位功能，并选择该系列另一款带有米勒钳位功能的驱动芯片UCC5350MC；PNP三极管为安世的PBSS5140T，集电极电流1A；二极管D12和D22为美台的肖特基二极管，型号1N5819HW-7-F。R2为10Ω，C1为1nF，R1为2.4Ω，R3为3.3kΩ。由于驱动电路的寄生电感对串扰电压也有影响，所以驱动电路在印制电路板（PrintedCircuitBoard，PCB）布局时减小回路电感，驱动输出极靠近功率器件的栅极，源极采用铺铜方式。驱动电压为开通18V，关断−3V。
根据所测器件的功率等级，主电路平台设为电压800V、电流40A。脉冲时间、母线电容和负载电感三者参数互相影响。脉冲时间根据分立器件的应用频率设为50kHz左右，对应的双脉冲周期设为20μs左右。母线电容的耐压选择1100V，容值选择40μF，保持测试时平台电压不会跌落。负载电感LLoad应远大于主功率回路的寄生电感LLoop，使得换流的高频电流基本通过主功率的换流回路，负载电感值为200μH。
在测试设备上，由于SiCMOSFET寄生电容小，开关速度非常快，使用传统的差分探头或无源探头无法准确检测栅源电压，因此实验使用具有高共模抑制比的光隔离探头［17］。由于目前商用的罗氏线圈带宽最大为30MHz，不能准确测量SiCMOSFET的快速电流变化及高频振荡波形，因此实验使用同轴电阻进行电流采样，带宽达到1GHz。测试平台使用的主要设备信息如表1所示。
SiCMOSFET使用与仿真相同的功率器件C3M0040120K。在常温25℃下分别对无米勒钳位驱动电路、典型有源米勒钳位电路、改进的有源米勒钳位电路进行实验对比。无米勒钳位驱动电路实验波形、典型有源米勒钳位驱动电路实验波形、改进的有源米勒钳位驱动电路实验波形如图9~图11所示。其中，UGS_L为下管的栅源电压；UGS_H为上管的栅源电压；UDS_L为下管的漏源电压；IDS_L为下管的漏源电流。
3.3、结果分析
不同驱动电路的实验结果对比如表2所示。
由表2可知，无米勒钳位驱动电路在桥臂硬开关时，正向串扰峰值3.4V，超过器件的阈值电压2.7V。也就是说，若上管发生误导通现象，可能会引发桥臂短路或增加损耗。值得注意的是，SiCMOSFET的结温增加时，其阈值电压会随之下降。由于器件手册上标注结温175℃时阈值电压只有2.2V，因此可知实际应用中结温较高增加了误导通风险。负向串扰电压峰值−8.2V，达到器件手册标注的负向最大值−8V。典型有源米勒钳位驱动电路的正向串扰电压峰值1.5V，负向串扰电压峰值−6.7V，相比无米勒钳位驱动电路，串扰电压得到抑制，但是正向串扰电压仍然较大，在极端工况下仍然有误导通风险。由于改进的有源米勒钳位电路正向串扰电压峰值为−0.2V，负向串扰电压尖峰为−6.3V，可知正向串扰已被有效抑制，负向串扰也得到缓解。此外，开关损耗基本一致，增加的电路并未影响器件整体性能。
不同漏源电压下的串扰电压峰值对比如图12所示。
由图12可知，随着UDS增大，串扰电压随之增加。
不同漏源电流下的串扰电压峰值对比如图13所示。
由图13可知，随着IDS的增大，串扰电压随之增加，且IDS对开通串扰影响较小，而对关断串扰影响较大。这说明在变换器设计时应当注意极端工况。
4、结论
本文针对SiCMOSFET高速开关下典型驱动电路串扰抑制效果不佳的问题，基于有源米勒钳位和无源米勒钳位电路的典型结构，提出了一种改进的有源米勒钳位驱动电路。通过理论分析和实验验证，得出以下结论。
（1）本文提出的改进的有源米勒钳位驱动电路具有很好的串扰抑制效果，无需比较器和逻辑控制电路，相比自带米勒钳位功能的驱动芯片抑制效果更佳，成本更低。
（2）本文提出的改进的有源米勒钳位驱动电路对开关速度没有影响，开关损耗几乎没有增加，符合有源米勒钳位电路设计要求。
（3）当器件在大电压和大电流下开关时，桥臂串扰会变得严重。本文提出的改进的有源米勒钳位驱动电路在不同工况下均有良好的抑制效果。
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