电源主拓扑及软开关设计
在现今普遍的通信系统的供电电源架构中，因AC-DC变换器之后所存在的母线长度差异等因素的影响，而使得后级的DC-DC变换器工作在输入电压范围较宽的工况下，这样对隔离变换器的变压器设计造成了很多的困难。而为了解决这样的问题，一般会在隔离变换器之前加入一个非隔离的变换器电路，它的目的是为了将较宽范围的母线电压的波动预先的稳定至一个相对较小的波动范围，本文所研究的预稳压电源就是承担这个功能的DC-DC电源，而本章将对其所使用拓扑和电源中主拓扑的工作原理进行详细的介绍，并对电路参数进行设计与仿真验证。
主拓扑工作原理及参数设计
本文所研究的电源模块是一款应用于通信系统的供电电源系统里的电源模块，其适用的架构是Vicor公司提出的分比式电源架构，其主要功能是：在非隔离的状态下，将较宽输入范围的母线电压转换为一定范围可调的稳定的母线输出电压，电源的输入电压与输出电压的范围相对较大，具有输入输出宽范围特性，而且要求电源的体积较小，功率密度高。其所设定的详细的电源具体电气参数如下表2-1。
根据上文的设定要求，进一步的设定了其输出电压，负载电流与输出功率的关系，详细如图2-1所示。
如图所示，按设计的目标设定当拓扑的输出电压Vout未达到28V时，电源将以限制电流的方式工作，其最大输出电流Iout-max将限制在12.5A以下；而当拓扑的输出电压Vout大于或等于28V时，电源将以限制功率的方式工作，其最大输出功率Pout-max将限制在350W内。下文将对本研究的主拓扑进行原理分析与设计。
四开关Buck-Boost工作时序的研究与选择
使用的四开关Buck-Boost拓扑含有四个开关器件，多个开关的导通与关断情况众多，使得拓扑的开关工作状态相对较为灵活，其工作时序也因此较为多样化，不同的工作时序对电路的运行结果有着完全不同的效果，设计并控制符合其工况需求的工作时序即是本研究中控制策略的主要目的。
如上文现状分析所述，国内外学者对其使用还较少，而且都集中于该拓扑工作于电感电流连续的状态。其具体波形如图2-2所示。
如图2-2所示，当该拓扑工作于电感电流连续状态时，其电感电流值都大于零值，即拓扑工作在电感电流连续状态，其中拓扑的一个周期工作阶段主要可分为三段：（1）第一阶段为电感蓄能阶段，此阶段输入端与电感形成回路，对主电感进行蓄能，其电感电流波形如图0-t1阶段；（2）第二阶段为能量传递阶段，此阶段输入端与电感同时对输出端进行能量传递。其波形如图t1-t2阶段；（3）第三阶段为续流阶段，此时电感与输出端形成回路，进行续流，其波形如图t2-T阶段。
当拓扑运行在电感电流连续阶段时，其主要特点是电感电流较为平稳，峰峰值较小，对电感的设计而言有一定优势，而且能够保证输出电压的纹波较小。其缺点是当拓扑工作在电感电流连续状态时，其各个开关的ZVS实现困难，不能通过对电感电流的控制去实现其ZVS，而必须加入多个辅助电路，使得电路结构变得复杂、庞大。
该拓扑的另外一种用法是不要求其电感电流连续，可以使其工作在电感电流伪断续的状态，其具体波形如图2-3。
图2-3即是四开关Buck-Boost变换器工作于电感电流伪断续状态下的电感电流波形，可见在一个周期内，电感电流两次穿越零值，而且其工作阶段较电感电流连续状态要多一个阶段，即第四阶段：电感电流反向续流阶段，此时主电感自身形成回路，对其中的负向电流进行续流，即图t3-T阶段。
工作于伪断续状态下的电感电流普遍对电感的设计有更严厉的要求，因为其上电流大小跨度较大，同样使得输出电压的纹波值较连续状态更大，而且如果其工作于开关频率较高的应用场景下，大跨度的电感电流会带来相对较为严重的电磁干扰问题，而且在大负载工作环境下，其电流峰值较大，有效电流值同样较大，会额外带来安全和损耗问题。但其优点也很明显，如果四开关Buck-Boost变换器工作于电感电流伪断续状态下，那么其四个开关的ZVS实现较为容易，无需额外的辅助电路，只需要对其各时段电流大小进行一定限制即可实现全范围的四开关的ZVS。
通过上文的研究分析可知该拓扑主要的两种应用方式各有其特点：连续状态
会使得电路本身的输出特性相对优越，但是软开关实现复杂且困难，对模块体积
有一定的增大；而伪断续状态的输出特性相对较差，会造成输出电压纹波较大，
而且会带来一定的电磁干扰问题，但该状态下的拓扑的ZVS实现可通过对电感电
流的控制实现，不需要额外添加ZVS辅助电路，对模块体积要求小，有利于实现模块的高能量密度要求。
考虑本文设计的电源模块工作频率高，且要求效率高，能量密度高，所以其
ZVS问题必须得到有效的解决，而且该模块设定的应用场景为预稳压，对输出电
压的纹波要求相对较宽，限制在5%以内即可，所以将以伪断续状态作为拓扑的主要工作方式。其具体工作原理与ZVS实现方式将在下文进行分析，设计与验证。
伪断续状态工作原理
接下来，将对拓扑的伪断续工作状态进行详细分析。当该电路工作在主电感电流伪断续工作状态时，其主电感的电流主要有4个状态，如图2-4所示。
在图2-4所示的是主拓扑在Buck状态下的主电感电流伪断续工作模式，其主要有四个开关状态不同的工作阶段，主电感的电流会有两次穿越零值的存在，即存在着主电感电流的伪断续工作状态，如图中的T4阶段，电流进入了Y轴负平面，即电流反向续流阶段。而在设计的拓扑的正常工作状态中，不论电路工作在升压、降压或者是输入输出电压较为接近的状态，如果系统能够一直保证拓扑的四个开关管的动作顺序如同图所设定的不变的话，即主电感的电流能够一直依次的按照图中波形极性、时序出现的话，那么就能够保证该拓扑会如同下文根据软开关原理所设计的主电感电流的伪断续状态正常工作。
根据伏秒平衡原理，可以求得该拓扑的输入与输出电压间的关系，图2-5为主电感两端电压波形。
根据上述三个式可得其输入与输出电压关系为：
电路的四个主要工作阶段如图2-6所示，对电路四个工作阶段分析如下：
下面将针对拓扑的四个工作状态分别进行分析：
该时刻主电感电流为：
该时刻主电感电流为：
关键元件参数设计
根据上文的分析可知，本研究中该拓扑将主要工作在伪断续的状态下，这样对于主电感的值需要一定的分析计算，如果其主电感值太大的话，拓扑就会进入电感电流连续状态，这样就实现不了相应的电路功能，所以确定电感的最大值是其中的关键点之一。根据上文的分析可得其主电感电流在各时间段的值分别为：
据上式得到的各个时段的电流值，对其进行积分，可得其输出功率为：
再根据伏秒平衡原理可得到输入电压Vin与输出电压Vout的关系如下式：
接下来，将上述的式（2-9）、（2-10）、（2-11）联合起来，并对联合后得到的式子（2-10）的输出功率进行求导，根据求导后的结果可以得到输出功率最大值为下式（2-12）：
当t=T3，且输入电压与输出电压同时为最小值时，主电感值达到了以满足设计为前提可取的最大值。根据上文中的设计指标可以得到，该模块的最大输出
主拓扑软开关的设计
对于高功率密度的模块电源而言，其工作频率也会因为追求高功率密度而设定的相对较高，这样如果其主拓扑内的各个开关期间无法实现全范围的软开通的话，就会使得它的开通损耗将大大降低变换器的效率[33]。在设计中所使用的四开关Buck-Boost电路，只要控制好其电感电流如同所设计的工作在伪断续工作状态下，那么就能够实现其各个MOSFET管的全范围的软开通。
软开关原理分析
拓扑在各个状态间死区时间中存在着电感与其各个开关管寄生电容的谐振，其软开关就是基于此点进行的，图2-7是主电路的伪断续工作死区波形示意图：
图2-7为标出死区时间的主电路工作时序图，在各个阶段切换时间，同一桥臂的两个开关管留有一定量的死区时间，这些死区时间是MOSFET管软开关实现的关键时间段。该拓扑的具体的四个阶段的死区工作状态如图2-8。
由于拓扑使用的主电感感量较小，且MOSFET管D、S端寄生电容也非常小，所以其间谐振的时间远远小于开关管死区时间。理想状态下，在死区时间结束时，MOSFET管D、S两端的电压已经降至零[34]。图2-8a)给出的是开关S3的开通过程，在周期的第一阶段到第二阶段中间的死区时间时，由于开关S4的关
断，电感电流通过S3的体二极管进行续流，其通道如图所示，当死区时间结束，
S3两端电压被嵌位于体二极管的导通压降0.7V左右，相当于实现了其零电压开
通。其余各个开关开通过程与之类似，值得注意的是开关S1的软开，如果要在其
死区时间内线导通其体二极管，则势必要求有一个反向的电流，故需要在S1开通
阶段前制造出一个电感电流反向流动的阶段，即如上文所给出的拓扑的伪断续状
态，配合合适的参数设计，即可保证S1的全范围的软开通。
控制参数设计
本研究中各个开关的PWM信号的死区时间是由DSP芯片进行控制，于此使用的DSP时钟频率为60MHz，即其时钟周期为16.7ns，于设计中使用的死区时间最短设计为3个时钟周期即50ns。
从上节对软开关原理的分析可知，开关管S1的软开通需要工作周期中的第四阶电感的反向电流能够在死区时间内维持S1的体二极管的导通，直到接受到其开通信号，但是在其体二极管导通的死区时间内，此时电感电流对输入端进行了反向的充电，电感电流幅值会在一定时间内降低至零值，若此时间短于开关的死区时间，即在死区时间内负向的电感电流降低至零值，使得体二极管关断，S1的软开通就会失败，所以其负电流Io的值需要一定的大小去维持死区时间内体二极管的导通，通过分析可得其值式如下式2-13：
仿真验证
根据上文的设计与计算，在Saber电路仿真软件了上搭建该拓扑的仿真模型对所设计的伪断续状态和其ZVS实现进行验证，通过仿真可得该拓扑运行在伪断续状态下的的稳态运行的波形，如图2-9所示。
图2-9为拓扑在Buck状态下的伪断续状态的仿真波形。从仿真波形可看出其时序正如上文理论分析的出的结果一致，严格按照所设计的四个阶段运行，并且可见其波形在一个周期内两次穿越零值，并存在着反向电流续流阶段，且其负电流保持在-5A附近，证明拓扑一直工作在电感电流伪断续状态，也符合上文的参数设计所得出来的结果。所以，仿真的实现进一步证明了上文中各理论分析的正确性。对拓扑中各个开关两端电压进行检测观察，其具体波形如图2-10所示。
从图2-10中可见各个开关在其导通前的死区时间内，其体二极管被导通，即开关两端的电压被嵌位在-0.7V附近，死区时间结束时开关管就进行了零电压导通。证实了上文关于软开关的设计与计算的正确性。
如您对我们的产品感兴趣，欢迎联系
我们将为您提供高效、贴心的解决方案！
咨询电话：135 1009 9916（微信同号）
点击下方图片免费领取产品规格书
想深入了解碳化硅功率器件产品知识？点击→「碳化硅（SiC）课堂」获取详情！
