SiC MOSFET器件SPICE建模与仿真分析
摘要
碳化硅（SiliconCarbid，SiC）金属氧化物半导体场效应晶体管（Metal-OxideSemiconductorFieldEffectTransistor，MOSFET）因其低导通电阻、低开关损耗以及耐高温特性，广泛应用于新能源发电、电动汽车、工业驱动和智能电网领域，逐渐成为下一代功率电子设备的核心器件。为了能让电路设计者在设计初期的仿真中就能够准确仿真SiC MOSFET的电学特性，SiC MOSFET电路仿真模型的研究显得尤为重要。然而，目前现有的SiC MOSFET仿真模型在使用中仍面临不能正确表征SiC MOSFET器件电学特性、漏电流表征公式分段性强、模型仿真资源消耗大的问题。
基于此，本文提出了一种基于数据手册的SiC MOSFET子电路型SPICE行为模型，模型由核心MOS模块、非线性结电容模块、体二极管模块、RC热网络模块构成。本模型基于tanh函数的非分段公式来表征SiC MOSFET器件的非线性可变结电容Cgd和非理想性漏电流Ids，其中考虑了相邻P阱对Cox的屏蔽效应，模型结构相比厂家模型更为简单。使用所提模型构建Wolfspeed公司C2M0040120D型号的SPICE模型，并将所建模型导入到LTspice电路仿真软件中进行应用。结果表明，所提出模型能正确表征SiC MOSFET器件的静态特性和动态特性，模型收敛性高，即使是应用在具有12个开关器件的七电平级联逆变器的仿真中仍能正常工作。因此，本模型适合应用于复杂电力电子系统的设计与优化的仿真阶段，解决了EDA软件内置的MOSFET模型难以表征不同SiC MOSFET器件型号电学特性的问题。
第一章绪论
1.1研究背景及其意义
随着轨道交通、不间断电源系统、智能电网和光伏领域的不断发展，对具有高频开关特性、低导通电阻、低损耗特性的宽禁带半导体器件的需求逐渐增加，高性能的功率器件成为了电力电子系统的核心元件之一。
与硅（Silicon，Si）材料相比，SiC材料具有更宽的禁带、更高的击穿电场、更高的热导率和更快的载流子饱和速率，使得SiC MOSFET具有高耐压、低导通损耗、高速开关、高温稳定等优点，非常适合高频大功率应用。
表1-1列出了Si与SiC的材料特性，可以看出SiC相对于Si在以下方面具有显著优势：
（1）热稳定性：SiC材料的热稳定性极好，而Si的热稳定性相对较差，使得SiC具有耐高温性；
（2）禁带宽度：SiC的禁带宽度较大，使得SiC中的电子从价带跃迁到导带所需的能量更多，在高温和高电压应用中能够更加稳定；
（3）热导率：SiC的热导率为4.9W/cm·K，远高于Si的1.5W/cm·K，这意味着相同体积下SiC具有更小的热阻抗，散热性能更好；
（4）临界击穿电场：SiC的临界击穿电场高达3.2MV/cm（6H-SiC），显著高于Si的0.3MV/cm，相同厚度下SiC能够耐更高的电压；
（5）电子饱和漂移速率：SiC的电子饱和漂移速率为2.5×107cm/s（4H-SiC），是Si的两倍多，使得SiC中电子在电场作用下移动得更快，电流的变化更快，开关所需的时间更短。
图1-1展示了三种不同材料的半导体器件的应用场景图示，可看出由于材料性能优势不同、成本差异和技术限制的存在，每种器件都有其最适合的电力电子应用领域。GaN（GalliumNitride，GaN）器件的开关损耗低于SiMOSFET，但GaN制作工艺的高成本限制了其无法代替SiMOSFET在市场中的应用，使得SiC具有最为广泛的应用场景。
而且，SiC MOSFET的开关特性和损耗特性受到器件本身的参数分布、工作电压和电流、温度等多种因素的影响，这些因素会导致器件的性能和可靠性的降低，甚至造成器件的失效和损坏。其中，由于SiMOSFET和SiC MOSFET在物理和几何结构上的差异，传统的SiMOSFET模型无法准确捕捉SiC MOSFET的静态特性和动态特性。且SiC MOSFET的高开关速度也带来了电压过冲和电流尖峰问题，对器件的可靠性和系统的稳定性提出了挑战。因此，为了在电力电子电路中充分发挥SiC MOSFET的优势，使设计者在应用电路设计阶段就能准确预测SiC MOSFET在实际电路的性能，必须建立准确且高效的电路级模型，以用于电路级和系统级仿真。
通过SPICE模型，工程师可以在不同工作条件下对SiC MOSFET的静态和动态特性进行仿真和分析，从而优化电路设计，减少实际测试的时间和成本。尽管供应商通常提供由半导体制造商开发的可用于电路级仿真的SPICE模型，但绝大多数器件模型无法准确捕捉温度依赖的器件特性，并且电路设计者在使用时常常出现模型难以收敛的问题。
现有的SiC MOSFET模型主要分为三类：TCAD数值模型、紧凑物理模型和行为模型。TCAD数值模型和紧凑物理模型需要详细的半导体物理参数和材料参数，但这些物理参数所代表的实际意义通常是电路设计师所不需要掌握与具备的。此外，TCAD数值模型和紧凑物理模型过于复杂，适用于深入研究器件内部的物理现象，如电场分布、载流子浓度和温度效应等。若将TCAD模型用于电路级仿真需要消耗大量计算资源和时间且常常出现不收敛的现象，故此两种模型不适合复杂电路的仿真。因此，由于行为模型是基于器件的输入输出电学特性，仿真速度快，模型结构相对简化，且能正确反映器件的电学行为，在仿真中消耗计算资源不大，故行为模型适用于电路级的仿真。在模型的准确性和复杂性之间取得更好的平衡，同时简化模型参数确定过程，研究并开发一种适用于SiC MOSFET的SPICE行为模型是本文的主要研究内容。
1.2国内外相关研究现状
1.2.1SiC MOSFET器件发展历
随着技术的进步和市场需求的增长，SiC MOSFET逐渐成为功率电子领域的重要器件。SiC MOSFET的发展历史可以追溯到20世纪中期，1891年，美国人EdwardGoodrichAcheson在制造人造钻石时，将粘土和焦炭混合物在电弧炉中加热，发现了附着在碳电极上的闪亮六角形晶体，这些晶体就是碳化硅。Acheson最初误以为这些晶体是碳和氧化铝的化合物，因此将其命名为“Carborundum”，并于1893年获得了这种高效磨料的专利[17]。
20世纪初，碳化硅开始作为早期的电子器件如发光二极管（LightEmittingDiode，LED）的衬底被使用。20世纪80年代，研究人员们开始深入探索SiC材料的生长技术、SiC功率器件结构设计以及性能优化上的研究。例如，研究人员开发了高质量的SiC单晶生长技术，以提高材料的纯度和晶体质量[19]。此外，他们还设计了各种SiC器件结构，如肖特基二极管（SchottkyBarrierDiode，SBD）和金属氧化物半导体场效应晶体管，并对其电学特性进行了详细研究，这些早期的研究为SiC功率器件的商业化奠定了基础。进入20世纪90年代，日本罗姆（Rohm）等公司开始着手SiC功率元器件的研发。他们首先专注于SiCSBD的开发，通过不断优化器件结构和制造工艺，罗姆成功推出了高性能的SiCSBD产品[20]。随后，Rohm将研发重点转向SiC MOSFET。他们开发了多代SiC MOSFET产品，如双沟槽结构的SiC MOSFET，这种结构显著降低了导通电阻和开关损耗。
2001年，德国英飞凌（Infineon）推出了首款商用碳化硅（SiC）肖特基二极管。这款二极管利用了SiC材料优越的高击穿电场和高热导率特性，使其在高频和高效能应用中表现出色。Infineon的CoolSiC™肖特基二极管不仅在效率上显著优于传统的硅二极管，还减少了开关损耗和热管理需求，从而提高了整体系统的性能和可靠性。2010年，美国科锐（Cree，现为Wolfspeed）和Rohm相继推出了他们的首款SiC MOSFET产品。Wolfspeed的SiC MOSFET产品以其高开关速度和低导通电阻著称，能够显著降低系统的开关损耗和增大功率密度。Rohm则通过其双沟槽结构的SiC MOSFET，进一步降低了导通电阻和开关损耗，使其在高频和高效能应用中表现更加出色。2011年，Wolfspeed发布了首款商用SiC MOSFET，型号为CMF20120D，这款MOSFET在高频操作中表现出色，能够显著提高系统效率并减少系统尺寸、重量和成本。
中国SiC MOSFET器件起步较晚，但在国家政策的支持和研究人员的不懈努力下，发展势头强劲。在21世纪10年代中期，中国的SiC功率器件企业逐渐崛起，如泰科天润（Techsem）、基本半导体、瑞能半导体公司在这一时期开始推出自己的SiC MOSFET产品。进入21世纪20年代，中国的SiC功率器件产业进入了快速发展阶段，Techsem在2019年启动了6英寸碳化硅晶圆厂，并在2021年开始向市场出货SiC MOSFET产品。2023年，Techsem发布了多款SiC MOSFET新品，包括1200V80mΩSiC MOSFET、2000V系列产品和650V60A混合单管。随着人们对功率密度要求的提高和市场需求的增长，SiC MOSFET的市场范围将进一步扩大，预计到2026年，SiC功率器件市场规模将超过10亿美元。
1.2.2SiC MOSFET模型研究现状
从20世纪80年代功率MOSFET被运用开始，国内外科研人员对其模型的研究从未停止。目前关于SiMOSFET行为模型的研究已经较为成熟，且在传统SiMOSFET器件模型的基础之上，SiC MOSFET模型的研究已经取得了初步进展。在器件应用设计过程中，一个高度精确的器件模型，对于设计的效率及适用性是至关重要的。
为了对功率MOSFET中的饱和现象进行更加细致真实的物理建模，描述结场效应管（JunctionFieldEffectTransistor，JFET）区域电流分布不均匀的原因，南卡罗莱纳大学哥伦比亚分校的Fu等人提出了一种新的SiCDMOSFET模型，该模型的物理基础是通过有限元仿真得到的，在SiCDMOSFET的静态和电阻开关条件下进行了验证，总体上与实验结果和有限元模拟结果吻合良好。在此模型基础上，Mudholkar等用一个过渡参数描述了漏极电流随着漏极偏置的增加而从可变电阻区逐渐过渡到饱和区的变化，该模型能精确地描述SiC功率MOSFE在不同工况下的MOS通道、漂移区、非线性电容和内部电荷中的物理现象。通过对传统硅功率MOSFET模型与建模方法的修改与优化，美国北卡罗来纳州立大学罗利分校电气与计算机工程系半导体功率电子中心的Lemmon等人对一个耐压可达10KV的SiC MOSFET构建其SPICE行为模型，实验表明该新提出的SPICE行为模型的仿真结果与实测结果相符合，能有效地预测该器件的损耗。为了表征SiC MOSFET器件中结温度对漏电流Ids的影响，下一年北京交通大学的Li等人提出了一种具有温度相关参数的SiC MOSFET非分段PSpice模型，并基于数据手册验证了所提出模型的静态特性，并基于双脉冲实验平台验证模型的动态特性。
模型参数的提取是建模过程中一个难点，2018年Jouha等人基于脉冲模式下的I-V静态特性测试和Levenberg-Marquardt优化算法，提出了一种适用于SiC MOSFET紧凑模型的参数提取方法，且该改进的紧凑模型不仅可以有效地研究SiC MOSFET的可靠性，还可以用以进行老化试验，从而确定老化过程中器件的掺杂浓度变化和氧化物电容失效的机制。
结电容是SiC MOSFET器件的重要部分，2020年台湾新竹的Hsu等人建立了一种结构更简单、仿真更精确的SiC MOSFETSPICE电容模型，与传统模型相比，该模型导通电阻值和动态开关波形与实测波形相似度得到了显著提高，但更易于直观地实现系统级仿真。隔两年，东南大学的Wang等人基于SiC MOSFET开关波形包络线提出了一种非线性电容模型，由于该模型考虑了结电容的双电压依赖性和忽略了开关波形外的非线性结电容的不必要数据，该模型能有效地预测SiC MOSFET的动态特性并具有表征公式简单和仿真速度快的优点。为了提高模型精度，在模型中考虑更多的物理现象，清华大学的Yang等人提出了一种使用非分段行为方程描述静态漏电流和动态结电容的SiC MOSFET模型，该模型的特点是通过非分段方程描述第一象限导通的漏电流特性，同时考虑了内在的物理机制，这有助于提高收敛能力。
此外，电子科技大学的Shi等人提出了能精确匹配SiC MOSFET增强型的SPICE模型，与现有的商用SiCSPICE模型相比，该模型具有更高的拟合精度，精确考虑了沟道长度调制效应对第一象限IDS-VDS特性曲线的影响，彻底解释了小规模器件中的非理想效应。今年，湖南大学的Yang等人基于SiC MOSFET非线性结电容的物理特性，提出了一种SiC MOSFETPSPICE建模方法，该模型不仅考虑了SiC MOSFET在工作过程中耗尽区和结电容结构的变化，还考虑了SiC MOSFET的结电容的非线性特性，并通过分析结电容与栅源电压Vgs和漏源电压Vds关系，提出了一种结电容表征公式和模型参数自动提取方法。
1.3主要研究内容以及章节安排
本文主要研究内容是基于Candece公司的ModelEditor工具，提取了构建C2M0040120D型号的SiC MOSFET的Mos2模型所需的模型参数。后研究半导体厂商的SPICE电路仿真模型中的模型结构和库文件代码，并在国内外相关参考文献的基础上，介绍本论文提出的SiC MOSFET模型和各个模块的表征公式、模型参数和模块验证过程。使用所提出模型构建Wolfspeed公司的C2M0040120D型号的SiC MOSFET器件的电路仿真模型，将所建模型立的的SiC MOSFET导入到LTspice电路仿真软件进行仿真得到仿真数据，将仿真数据与实验进行对比验证所提出模型的正确性。
论文章节安排如下：
第一章是绪论章节，首先阐述了研究背景以及意义，介绍关于本文课题的国内外研究现状；
第二章阐述SiC MOSFET器件结构特点和介绍了Shichman-Hodges模型，并基于电子设计自动化（ElectronicDesignAutomation，EDA）软件ModelEditor构建Wolfspeed公司的SiC MOSFETC2M0040120D的MOS2SPICE模型，后研究STM、Rhom、Wolfspeed这三个半导体厂商提供给电路设计者的电路级SPICE模型的特点；
第三章构建一种考虑SiC MOSFET非线性结电容以及器件自热效应的子电路型SPICE行为模型，以Wolfspeed公司的C2M0040120D型号为例给出其各个子电路模块参数提取过程和验证过程；
第四章对第三章所提模型进行静态特性、动态特性和收敛性验证；将第三章所建仿真模型在LTspice进行应用得到仿真波形，将仿真波形与数据手册曲线和实测开关波形进行对比，验证所构建SPICE行为模型的静态特性和动态特性的正确性；将所构建的模型用于仿真多电平级联逆变器验证其高收敛性；
文章末尾是结论与展望，总结本文内容与工作，分析其中不足与讨论后续可改进之处，对未来工作安排提出展望。
1.4本章小结
本章先对本论文课题的背景意义进行介绍，后阐述了SiC MOSFET器件的发展历史，随后收集梳理了SiC MOSFET模型的国内外发展现状，之后给出各章节研究内容安排，末节对本章进行了小结。
第二章SiC MOSFET器件结构与模型分析
本章内容是了解SiC MOSFET器件结构与其等效子电路模型，再次基础上使用ModelEditor对Wolfspeed公司的C2M0040120D型号的SiC MOSFET器件提取参数构建其MOS2SPICE仿真模型。后研究STM、Rhom、Wolfspeed这三个半导体厂商提供给电路设计者的SPICE模型的特点，为第三章构建一种考虑SiC MOSFET的非线性结电容以及器件自热的子电路型SPICE行为模型奠定基础。
2.1SiC MOSFET工作原理
目前主要的SiC MOSFET结构类型包括两种：平面栅结构的SiC MOSFET和沟槽栅结构的SiC MOSFET[33]。图2-1中的（a）和（b）分别为N沟道增强型的平面栅型SiC MOSFET与沟槽栅型SiC MOSFET的结构剖面图。
2.1.1SiC MOSFET器件结构
平面栅结构的SiC MOSFET是最早开发并广泛应用的一种结构类型，其栅极在平面上平铺，电流在平面上流动，这种结构的主要优点包括制造工艺相对简单、工艺成熟以及可靠性高。然而，由于JFET区域的存在，平面栅结构的SiC MOSFET导通电阻相对较高，这在一定程度上限制了性能。沟槽栅结构的SiC MOSFET则通过在芯片表面形成沟槽，使栅极嵌入其中，电流在沟槽内流动，这种设计有效地减少了JFET区域面积，从而显著降低了导通电阻，提高了器件的效率和性能。尽管如此，沟槽栅型结构的制造工艺较为复杂，需要更高的工艺水平，导致其制造成本相对较高。
在实际应用中，平面栅型结构的SiC MOSFET由于其制造成本较低和可靠性高，常用于对导通电阻要求不高的场合，如电源管理和中低功率转换。而沟槽栅型结构的SiC MOSFET则因其低导通电阻和高效率，广泛应用于高功率、高效率的电力电子设备中，如电动汽车、电力传输和工业驱动等领域。随着技术的不断进步，SiC MOSFET的结构设计也在不断优化。未来，可能会出现更多创新的结构类型，以进一步提升SiC MOSFET的性能和应用范围。例如，结合平面栅和沟槽栅优点的混合结构，或通过新材料和新工艺的引入，进一步降低导通电阻和提高器件的可靠性,提出的具有深p+屏蔽区和电流扩散层（CurrentSpreadingLayers，CSLs）的新型SiC沟槽MOSFET[37]。
不管是平面栅结构还是沟槽栅结构的SiC MOSFET，其基本结构都是三个主要电极：源极（Source，S）、栅极（Gate，G）和漏极（Drain，D），每个电极在器件的工作中都有其特定的功能和作用。此外，还有一个重要的区域是漂移区，它在高压应用中起到关键作用。
源极是电流的入口，电子从源极进入器件。在平面栅型结构和沟槽栅型结构的SiC MOSFET中，源极通常位于器件的顶部或底部。栅极是控制器件开关状态的关键电极，通过在栅极施加电压，可以控制源极和漏极之间的电流通断。在平面栅型结构中，栅极位于器件的表面，而在沟槽栅型结构中，栅极嵌入沟槽内，栅极的设计直接影响器件的开关速度和导通电阻。漏极是电流的出口，电子从漏极流出器件，漏极通常与源极相对位于器件的另一端。漏极的设计和材料选择对器件的性能有重要影响，特别是在高电压和高功率应用中。
SiC MOSFET的基本工作原理与传统的硅MOSFET类似，是一种压控型器件，这意味着其工作状态由施加在栅极上的电压控制，而不是通过电流控制。这种特性使得SiC MOSFET在高频和高效能应用中具有显著优势。通过在栅极和源极之间施加电压Vgs，可以将沟道中靠近栅氧化硅的部分反型，使源极和漏极之间形成一个导电通道。当Vgs超过阈值电压Vth时，导电通道形成，电流可以从源极流向漏极。反之，当Vgs低于Vth时，导电通道消失，电流无法通过。
2.1.2SiC MOSFET等效电路
图中2-2为考虑寄生参数的N沟道增强型SiC MOSFET符号图，在该图中，详细标注了栅、漏、源三个电极之间的结电容Cgd、Cgs、Cds，寄生体二极管D、以及由于器件封装时各电极使用引线引出所产生的寄生电感Ld、Ls、Lg和栅极内部电阻Rg。
结电容包括栅漏电容Cgd，影响器件的米勒效应，进而影响开关速度和开关损耗；栅源电容Cgs，决定了栅极驱动电路的设计，影响开关速度；漏源电容Cds，影响器件的高频特性和开关损耗。寄生体二极管是由源极和漏极之间的寄生PN结形成的，通常称为体二极管或内部二极管，它在反向恢复过程中会产生额外的损耗，影响器件的效率和可靠性。寄生电感包括漏极寄生电感Ld，影响漏极电流的变化率，进而影响开关损耗和电磁干扰（ElectromagneticInterference，EMI）；源极寄生电感Ls，影响源极电流的变化率及其栅极驱动电压；栅极寄生电感Lg，影响栅极驱动回路中电流的变化，进而影响开关速度和稳定性。栅极内部电阻Rg影响栅极驱动电路的设计，较高的Rg会限制驱动电流导致开关速度变慢，增加开关损耗。这些寄生参数在高频和高功率应用中尤为重要，因为它们会显著影响SiC MOSFET的开关特性和整体性能[40]。通过优化这些寄生参数，可以显著提高SiC MOSFET的效率和可靠性。
根据图2-2所示符号图，将SiC MOSFET中的核心MOS替换为受控电流源、JFET电阻Rj、漂移层电阻Rd，可得SiC MOSFET等效电路图，如图2-3所示。在图2-3等效电路中，受控电流源表示MOSFET的主要导电通道，是等效电路中的核心部分，表示MOSFET的导电通道，其表示漏源电流Ids由栅极电压Vgs控制。
当Vgs超过阈值电压Vth时，受控电流源导通，电子从源极流向漏极。JFET电阻Rj表示MOSFET内部的JFET区域电阻，该电阻在MOSFET的导通状态下起到限制电流的作用，由于SiC材料的高电子迁移率，Rj相对较小，但在高频和高功率应用中仍需考虑其影响。而漂移层电阻Rd则表示漏极和源极之间的漂移区电阻。漂移层电阻Rd表示漏极和源极之间的漂移区电阻，该电阻主要由SiC材料的电阻率和漂移区的长度决定，且在高压环境中，漂移层电阻受电压变化而显著变化。
通过将SiC MOSFET的核心MOS替换为受控电流源、JFET电阻Rj和漂移层电阻Rd，可以更准确地模拟器件的电学特性和动态行为。这种等效电路模型在电路设计和仿真中具有重要应用，特别是在高频和高功率电力电子系统中。
2.1.3SiC MOSFET电学特性
Shichman-Hodges模型是一种简化的场效应晶体管模型，主要用于模拟MOS场效应晶体管的基本工作原理，且由于简化的网络方程和少量的参数，Shichman-Hodges模型计算速度快，适合用于大规模的电路仿真，模型虽然简化，但在一些基本的模拟电路设计中仍然具有一定的适用性，特别是对于一些简单的功率和时序分析。但除了基本的I-V特性，MOSFET的电学特性还受到多种二级效应的影响，如沟道长度调制效应、短沟道效应和体效应等。Shichman-Hodges模型是一种一阶模型，忽略了许多二阶效应，因此在复杂的电路设计和高频应用中精度有限，在高频率下往往表现不佳，不适合用于高频电路设计和分析。
2.2考虑二级效应的SiC MOSFETSPICE模型
本节将先介绍一种内置在SPICE仿真软件中考虑二级效应的半物理模型，后基于Candence公司的ModelEditor，介绍该模型参数的提取方法，再构建半导体厂家Wolfspeed的分立型SiC MOSFET器件C2M0040120D型号的SPICE模型。
2.2.1考虑二级效应的MOS2模型
尽管Shichman-Hodges模型有其简单直观的优点，但在精度和适用范围上存在一定的局限性，特别是在在现代集成电路的设计中，由于器件尺寸不断缩小，二级效应的影响变得愈发显著，需要更为准确和细致的模型来准确描述MOS场效应晶体管的行为。
MOS2半物理模型是一种广泛应用于MOS场效应晶体管建模中考虑二级效应的模型。MOS2模型考虑了通道长度调制效应、体效应等二级效应，使得对于更加精确的电路模拟成为可能。
体效应（BodyEffect）指的是MOS管中由于沟道接近漏结和漏极下的电荷引起的效应。在MOS管中，沟道附近的电荷会影响沟道中的载流子分布，这些电荷会扩散到沟道附近，形成沟道周围的电场。这种电场会影响沟道中的电荷密度，进而影响了MOS管的导电特性。一般来说，体效应会使得MOS管的阈值电压变化，导致漏电流增加，从而影响了器件的性能参数。
IDS.sat为将Vds=VDS.sat代入式（2.10）得到的饱和区边缘漏电流。与Shichman-Hodges模型的对比，该MOS2模型具有以下优点：
（1）更准确的模拟特性：该模型考虑了更多的二阶效应，如沟道长度调制效应、亚阀值导通、迁移率退化等，使得模型能够更准确地描述MOS场效应晶体管的行为，特别是在小型尺寸和高频率下更为准确；
（2）更广泛的适用性：相对于Shichman-Hodges模型，该模型是一种更通用的模型，适用于不同工艺节点、器件结构和工作条件；
（3）更多可调参数：该模型提供了更多的可调参数，这些额外的参数能够更好地捕捉现实器件的行为，以更好地匹配实际器件的特性，增强了模型的灵活性和准确性；
（4）考虑了更多的物理效应：该模型考虑了更多与物理相关的效应，例如热效应、载流子分布等，使得模型更为全面和细致。
2.2.2MOS2模型参数及提取
C2M0040120D是一款N沟道增强型功率SiC MOSFET，在常温下，其耐压可达1200V，额定电流为55A，导通电阻为44mΩ。由于该型号器件性能稳定，广泛应用于电力电子设计，因此研究其模型构建过程具有重要的研究意义。本小节将构建Wolfspeed公司的分立型SiC MOSFETC2M0040120D型号的SPICEMOS2半物理模型。ModelEditor提供了提取此种SPICE模型参数的方法，具体做法为根据器件的电学特性曲线，输入其特性曲线数值点，该EDA工具会根据数值分析算法给出符合该器件型号的模型参数，图2-5显示该ModelEditor工具的参数提取界面。
MOS2模型中，器件的直流特性由参数零偏压阈值电压VTO、跨导参数KP、沟道长度调制系数LAMBDA、表面电势PHI和基本门限参数GAMMA定义。若无直接定义VTO、KP、LAMBDA、PHI和GAMMA等参数，则通过过程参数如衬底掺杂浓度NSUB、栅极材料类型TPG、表面状态密度NSS、氧化层厚度TOX、表面快态密度FS这些参数值计算得到。在模型中直接定义VTO、KP、LAMBDA、PHI、GAMMA参数可以一定程度上减少计算量，使模型更高效，可以避免在每次计算过程中重复定义或传递它们，从而节省计算资源和时间。
该MOS2模型中，器件动态特性的电荷存储效应由覆盖电容、非线性薄氧化物电容和非线性耗尽层电容这三个部分决定。其中覆盖电容由栅–源单位沟道宽度覆盖电容CGSO、栅–漏单位沟道宽度覆盖电容CGDO和栅–衬底单位沟道宽度覆盖电容CGBO这三个常量参数代表；分布在栅极、源极、漏极和体区之间的非线性薄氧化物电容和随结电压变化的非线性耗尽层电容分别由衬底-漏极零偏PN结电容CBD、衬底-源极零偏PN结电容CBS、衬底零偏压单位结面积衬底电容CJ、衬底PN结零偏压单位长度周边电容CJSW、衬底PN结底面梯度系数MJ、衬底PN结侧面梯度系数MJSW和衬底PN结电势PB参数来表示。
2.2.3MOS2模型仿真及结果
使用节2.2.2所述方法对C2M0040120D型号进行参数提取，并使用SPICE语句整理成SPICE仿真软件能识别的库文件，对该库文件进行电路仿真。
其中，库文件内容如下所示：
在LTspice软件中导入本节所建立的模型，后根据仿真原理搭建好仿真电路，使用step和dc语句对电路进行直流扫描，得到输出特性曲线如上图（b）所示。
将模型输出结果与数据手册上输出特性曲线结果对比如下图2.7所示，图中散点为数据手册上给出的输出特性曲线，折线为仿真MOS2模型输出特性曲线。
可看出当栅源电压Vgs低于14V时，该模型的漏电流与厂商数据手册上给出数值基本一致，此时模型能较好表征器件的直流特性，但随着栅源电压Vgs和Vds的增大，该模型难以表征该器件直流特性。若对ModelEditor工具提取出的参数进行人为修改则可使模型电学特性改变从而使其直流特性与数据手册更为接近，但人为手动修改参数需要修改者知道每个参数所代表的物理涵义和其对电学特性的影响，这是电力电路设计者一般所不具有的。
模型能否成功表征特定型号器件的电学特性取决于参数选取的恰当与否，即便是器件厂商也难以解决SiC功率MOSFET的MOS2模型参数选取问题。故为优化SPICE模型使其能更好表征器件电学特性，下一节将研究器件厂商提供给电路设计者的SPICE模型。
2.3SiC功率MOSFETSPICE模型分析
为解决上述SPICEMOS2半物理模型中参数难以选取问题，本节将研究半导体厂商Rohm、Wolfspeed和STMicroelectronics提供给电路设计者的SPICE模型，为下章自建SPICE子电路型行为模型打下基础。
2.3.1厂商SiC MOSFET模型的代码结构
本小节研究3种SiC功率MOSFET的SPICE模型库代码结构，其中包括Rohm的sct2080ke[44]、Wolfspeed的C3M0060065D[45]和STMicroelectronics的sct20n120[46]，这些器件的库文件都可从各自的官方网站下载得到。
STMicroelectronics的sct20n120其模型库代码以线性方式单独组织在一个子电路模块中，并未定义多余模块。该模型描述了核心MOS结构的行为，其中包含一个任意行为模型（ArbitraryBehavioralModel，ABM）。ABM使用if判断语句实现了一个相当复杂的条件结构，以判断MOS管处于哪个工作状态，其中包含考虑二级效应的Shichman-Hodges模型方程。其他模型方程使用函数定义语句func给出，且与模型方程有关的参数通过参数定义语句param分别给出，这些参数定义语句放置在每个模型方程的代码之前，参数名称与模型方程中的物理作用相关联。且结电容使用受控电压源给出表格定义确定各极之间结电压与结电容关系。值得注意的是，在库文件代码中有七个参数和一个模型方程虽定义但实际上是并未使用的。
Wolfspeed的C3M0060065D模型的代码分为核心MOS结构、体二极管和结电容。三个部分都使用subckt语句定义为子电路模块，在各自子电路模块内部定义其相关的模块方程。且与STM厂商模型相反，C3M模型代码中定义的所有参数都按照其出现的顺序使用序号来命名，这些参数序号与其所代表的自身实际含义没有联系。Rohm的sct2080ke模型的结构与STM模型类似，并未使用subckt语句定义核心MOS结构、本体二极管和结电容为子电路，只有一个模块。模型参数在模型方程中以数值形式直接使用，并未使用param语句单独定义。然而，每个参数所代表的物理涵义可以从各自的方程中推测出来。
分析其各自的库文件可以清楚地看出，每个制造商采取描述漏电流方法是相似的，所有模型都采用任意行为电源和受控电源组件的子电路形式。然而，具体的代码结构对于不同的制造商而言是不同的，对于不同的型号也是如此，这是多因素综合考量的结果。STM模型包含了大量器件以表征SiC功率MOSFET的电学特性，Wolfspeed模型与Rohm模型包含器件相对较少，且Wolfspeed代码是层次化组织的，方程和参数名称不具解释性，数学公式复杂。在Rohm模型中，参数在方程中以数值形式直接使用，并未额外使用param语句定义。
2.3.2厂商SiC MOSFET模型的拓扑结构
本小节将分析半导体厂商提供给电路设计者的SPICE模型库文件中描述的子电路拓扑结构，通过构建与SPICE代码对应的电气原理图，实现了三种厂商SPICE模型的拓扑可视化。
图2.8为根据Wolfspeed为电路设计者提供的C3M0060065D型号SPICE库文件代码，将其可视化所得到的电路拓扑结构图。该C3M0060065D型号库文件定义了该SiC MOSFET器件的5个端口，其中包括栅极g、漏极d、源极s、结温度Tj和封装外壳温度Tc，其中在仿真中结温度Tj会根据器件的能量损耗功率与封装外壳温度Tc之间的RC网络改变其数值，以模拟器件使用过程中结温的变化，进而改变与结温度有关的电学特性。且该库文件默认栅源电容Cgs为固定电容，栅漏电容Cgd和漏源电容Cds为可变电容，其具体容值由库文件中方程定义，随各自两结之间电压的变化而变化。
整个库文件可分为八个部分，具体为核心MOS、体二极管、栅源电容Cgs、栅漏电容Cgd、漏源电容Cds、RC热网络、寄生电阻电感和图中右下部分所示的模型中间器件，模型中间器件作用是监测器件内部损耗功率作为热网络输入与监测节点电压、节点电流使可变结电容正常工作。另外为了使模型在SPICE软件中更好收敛，该模型还在核心MOS与体二极管之间串联一个阻值为10M的电阻。
图2.9给出STMicroelectronics意法半导体公司提供的sct20n120型号SPICE库文件代码中所表示的电路拓扑结构，将其与Wolfspeed和Rohm两家公司提供给电路设计者的模型作比较，可以发现STM公司提供的模型是最复杂的。
与C3M0060065D型号的模型类型，其也有核心MOS、体二极管、RC热网络、寄生电阻电感和用于监测电压、电流的中间器件，与C3M0060065D型号模型不同的是其结电容定义为输入电容Ciss、输出电容Coss和反向传输电容Crss，还定义一个任意行为电源用于表征器件被击穿时的电学特性。
图2.10给出Rohm罗姆公司提供的sct20n120型号SPICE库文件代码中所表示的电路拓扑结构，与其他两个公司的SiCMOFETSPICE模型对比，可看出其是拓扑结构最简单的。其结构大概与C3M0060065D相似，不同的是Rohm公司sct20n120型号SPICE模型其体二极管与漏源电容Cds串联。
根据所提出的分析，可以清楚看出三个半导体厂商采用的电路拓扑结构是相似的，即所有模型都具有包含任意行为电源元件的子电路形式来表征SiC功率MOSFET器件的可变结电容与漏电流，且都根据器件的封装形式与材料的不同构建符合各自的Cauer型或Foster型RC热网络。
通过分析与研究这三个半导体厂商提供给电路设计者的SPICE模型库代码与电路拓扑结构，了解到此三种模型都将SiC功率MOSFET器件划分为多个等效子电路，通过任意行为电源来表征等效子电路以此模拟SiC功率MOSFET的电学行为的SPICE半物理行为级模型。与2.2节的MOS2模型相比，此半物理行为模型具有多个可编辑的等效子电路，能更好地针对特定型号不同的电学特性的特点，修改其子电路拓扑结构与模型方程参数来以此表征不同型号、不同工艺器件的电学特性。
2.4本章小结
本章主要从SiC MOSFET器件的工作原理与SPICE模型展开，首先系统地介绍了SiC MOSFET器件的结构特点，如沟槽型与平面型各自的剖面图。随后简单介绍其电学特性方程以及一些二级效应对电学特性的影响，后使用ModelEditor对Wolfspeed公司的C2M0040120D进行参数提取构建了SPICEMOS2半物理模型。为解决MOS2半物理模型难以正确表征SiC MOSFET电学特性的问题，末节对半导体厂商Rohm、Wolfspeed和STMicroelectronics提供给电路设计者的SPICE模型的库代码和拓扑结构进行分析，为第三章建立C2M0040120DSPICE子电路型行为模型打下基础。
第三章SiC MOSFET器件模型构建与模块验证
本章将基于子电路拓扑结构模块，构建Wolfspeed公司的C2M0040120D型号SiC功率MOSFET器件的SPICE子电路行为模型，其中子电路模块可划分为核心MOS模块、结电容模块、体二极管模块和RC热网络模块。该行为模型解决了第二章中所述MOS2模型参数确定难且难以正确表征SiC功率MOSFET电学特性的问题。
3.1SiC MOSFET器件SPICE模型构建
本节将介绍SiC MOSFET器件SPICE行为模型参数确定过程。与官方提供的SPICE模型相比，该模型使用双曲正切函数tanh(x)来表征器件漏电流第一象限I-V特性得以简化物理机制，并考虑了P阱屏蔽效应对非线性结电容Cgd的影响提出一种能描述Cgd在低漏源电压Vds下快速变化的结电容模型，并根据器件瞬态热阻抗曲线构建符合其热传递特性的RC热网络。
3.1.1核心MOS模块建模
3.1.2非线性结电容模块建模
在MOS管的开关过程中，电荷注入效应和耗尽区扩展会导致非线性效应，进而导致结电容的容值进行非线性变化，从而影响器件的开关性能。若结电容建模不正确，模型就难以表征器件在开关过程中的波形和开关损耗。因此，建立包含非线性结电容的器件模型是十分重要的。
SiC功率MOSFET器件寄生结电容分为结电容包括栅漏电容Cgd、栅源电容Cgs以及漏源电容Cds，这些寄生结电容在高频开关应用中起着至关重要的作用。栅漏电容Cgd主要影响器件的米勒效应，导致在开关过程中出现电压和电流的交叉现象，从而增加开关损耗。栅源电容Cgs则决定了栅极驱动电路的设计，影响开关速度和效率。漏源电容Cds在MOSFET关断时会储存电荷，并在导通时释放，这一过程也会引起额外的损耗。在实际应用中，设计工程师需要综合考虑这些寄生电容的影响，优化驱动电路和散热设计，以充分发挥SiC MOSFET器件的优势，因此设计一个考虑结电容随结电压进行非线性变化的SPICE模型以供电路设计工程师使用是很有必要的。
公式（3.17）中，Cdep0是零漏源电压时的P-N结耗尽电容，是为模型参数。在传统的电容模型中，Cgd由式（3.15）描述，Cdep被视为P-N结耗尽电容，并由式（3.17）给出。然而，传统的电容模型并不足以准确描述Cgd的变化，尤其是对于低漏源电压情况。
SiC MOSFET器件中，P型N阱和N型漂移层之间形成P-N结。当Vds足够高时，P阱对栅极氧化层提供了强大的屏蔽效应，如图3.4（b）和（c）所示。在高Vds下，两个相邻P阱的耗尽区重叠，这种情况类似于传统的电容模型，Cgd可以视为耗尽电容串联氧化层电容。
3.1.3体二极管模块建模
碳化硅MOSFET中存在的寄生体二极管具有反向饱和电流和反向恢复特性，从而导致SiC MOSFET的工作过程中产生额外的损耗并影响其电学特性。故为正确表征SiC MOSFET的静态电学特性和动态电学特性，正确建模其寄生体二极管是很有必要的。
二极管的模型可以等效为串联电阻RS、非线性电流源IS和结电容CD，具体如图3.5所示：
3.1.4RC热网络模块建模
如图3.7所示，给出了四阶Foster热网络示意图，它是将热流传输路径上的热阻热容等效成电阻电容构成的电路网络。
3.2子电路模块仿真与验证
3.1节中完成对C2M0040120D器件模型中各个等效子电路模块的构建与参数确定，本节将在SPICE仿真软件中搭建各个子电路模型并进行功能验证。
3.2.1核心MOS模块验证
图3-8中右半部分为通过SPICE语法中的param语句定义该核心MOS模块的模型参数，其中Mtemp代表结温度，后续将此Mtemp参数与RC热网络模块协同，可使Mtemp参数实时表示结温度，具体参数值可看表3-1到表3-4所示；搭建好模型原理图与定义好模型参数后，即可通过左上角显示step语句与dc语句设置仿真条件进行仿真。
3.2.2结电容模块验证
根据式（3.29）在SPICE软件中实现的可变电容等效模型如图3-11所示，其中a物理意义为流过容值为C0电容上的电流值，检测流过容值为C0电容上的电流值a实现电路如3-11图中（b）所示。
3.2.3体二极管模块验证
3.1.3节完成了对SiC MOSFET寄生体二极管的模型建立和参数确认，本小节将基于LTspice搭建体二极管模型并对其静态特性和动态特性进行验证。
图3-14中B1、B2、R1分别构成体二极管的非线性电流源、结电容和串联电阻模块；右半部分BE1、BEds1等器件构成的电路为构成结电容的辅助电路；L1、L2为考虑源极、漏极封装的寄生电感；使用param定义体二极管模型参数，使用DC语句设置电压源V1仿真条件即可得体二极管到静态I-V特性。
图3-15中折线代表本文所提出的体二极管模型的仿真值、散点线为数据手册中的值。可看出所以所提出的模型能很好的表征体二极管的静态特性，也能精确反映静态特性温度依赖性，支持高温条件下的器件性能评估。
3.2.4RC热网络模块验证
在SiC MOSFET模型中，RC热网络用于表征器件的热特性。通过电路的方式模拟热流与温度变化的动态行为，能够模拟热量在器件内部及封装外壳结构中的传递过程，以及器件温度随时间的变化。
根据3.1.4小节所示的六阶Foster热网络模型参数表，在LTspice中搭建六阶FosterRC热网络，具体电路原理图如图3-17所示，仿真电路中设定电流源为10A即器件损耗功率为10W，设置Tc结点电压为25V即环境温度为25℃，仿真时间为1s。设置好仿真条件后进行仿真，可得出该六阶FosterRC热网络在该仿真条件下Tj结电的结电压即结温度。将得到的Tj（t）曲线数据根据公式（3.23）联立，可得到仿真的Zthj(t)瞬态热阻抗曲线。
从图3-18可看出，两条曲线在时间轴上的形状和趋势一致，模型的热阻抗曲线能够较好地重现实际热阻抗曲线的主要特性如初始斜率、稳态值、转折点，拟合模型基本准确。
该RC热网络模块将器件损耗功率作为RC热网络输入端，使Tj结电压实时等效于器件仿真过程中的结温度，Tj结电压与核心MOS模块、体二极管模块中的Mtemp参数耦合，让模型能正确表征器件的热特性。
3.3本章小结
本章首节先对本文提出的SiC MOSFET器件模型的等效电路进行了介绍，随后给出了模型的各个子电路模块的数学表征公式、构建过程和模型参数求解过程。后在电路仿真软件LTspice中使用基础电子器件如电子、电容、受控电压源、受控电流源等构建各个子电路模块并设置好仿真条件进行仿真得到仿真数据，将各模块仿真数据与实际数据做比对验证了各个模块构建的正确性。
第四章SiC MOSFET器件SPICE模型验证
本章将对第三章所建立的C2M0040120D器件的子电路型SPICE行为模型进行静态特性验证、动态特性验证和收敛性验证。
4.1SiC MOSFET器件SPICE模型静态特性验证
静态特性是开关器件的基本属性，直接表示其在电路中的静态工作点，确认所建模型是否与实际器件的静态特性相符是至关重要的。
为了验证所提出模型静态特性的准确性，本小节将搭建的C2M0040120D子电路型SPICE行为模型仿真得到的静态特性曲线与数据手册中的静态特性曲线进行对比，其中静态特性曲线包括输出特性曲线和转移特性曲线。
4.1.1搭建静态特性验证平台
将第三章所建立的各个子电路模块耦合起来则可得到完整的SPICE电路仿真行为模型，其具体拓扑结构如图4-1所示。
图4-1为本文提出的适用于SiC MOSFET的子电路型SPICE行为模型，其中各个子电路模块作用和参数详细可见第三章。
将图4-1所示模型整理为lib库文件形式后导入到LTspice电路仿真软件，将该模型SPICE库文件与相符的符号文件联立，并搭建仿真原理图和设置仿真条件则可进行仿真。
将建立的C2M0040120D型号SiC MOSFET仿真模型在LTspice仿真软件中使用，仿真原理图如图4-2所示，通过设置V3电压值可设置仿真结温温度，使用dc语句和step语句可得到所提模型在不同工况下的静态工作点。
4.1.2静态特性对比验证
本小节将构建的SiC MOSFET行为模型的仿真输出特性曲线、仿真转移特性曲线与数据手册中的输出特性曲线、转移特性曲线进行对比，以验证所述模型静态特性的正确性。
图4-3展示了在25℃、-55℃和150℃的结温度下，所提模型与数据手册传输特性曲线的对比图，其中散点线代表数据手册数据、折线图代表模型仿真数据。从图中可以看出，尽管与热门模型和官方厂商提供的模型相比，本文模型拓扑结构形式较为简化，但由于所提模型充分考虑了器件的内部物理机制，模型仿真结果与数据手册值吻合良好。
图4-4给出了所提模型与数据手册值在第一象限导通范围内的输出特性曲线的对比图，通过对比可以发现在不同温度下，模型仿真结果与数据手册数据表现出很好的一致性，所提出的模型能够很好地表征SiC MOSFET器件的栅源电压Vgs、漏源电压Vds、温度T与漏电流Ids之间的静态关系，模型静态特性表征成功。
4.2SiC MOSFET器件SPICE模型动态特性验证
SiC MOSFET的动态特性直接影响电力电子系统的效率与电磁兼容性[56]，通过动态特性验证，可确保模型精确复现器件实际的开关过程，从而为开关损耗、电压应力及热设计提供可靠仿真依据。
本节将先搭建双脉冲测试（DoublePulseTest,DPT）仿真平台研究回路寄生电感Lb、Ld、Ls、Lg对器件动态特性的影响，后搭建DPT硬件平台并提取其PCB寄生参数，将C2M0040120D子电路型SPICE行为模型进行双脉冲仿真得到的开关波形与实验开关波形作对比，以验证所建模型的动态特性的正确性。
4.2.1搭建双脉冲测试仿真平台
本小节将在LTspice中搭建双脉冲测试仿真平台，并研究回路中的寄生电感对器件开关波形的影响，为下节搭建低寄生参数的双脉冲测试硬件电路板打下基础。
双脉冲测试电路通过发出两次独立脉冲来控制器件的开关状态，能够精确复现单次开关瞬态过程，避免器件温升对结果的干扰，从而更准确地观察器件的开关特性。
图4-9中（a）为使用双脉冲测试电路仿真母线寄生电感Lb对器件开关特性影响的全局波形，（b）器件关断期间的局部放大波形，其展示了不同Lb下的器件关断波形。通过比较图4-8和图4-9可看出母线寄生电感对器件开关特性的影响和漏极寄生电感极为相似。母线电容的寄生电感Lb会通过与母线电容Cbus形成LC谐振电路，在开关过程中引起电压尖峰和高频振荡，增加开关器件的电压应力和系统EMI。
4.2.2搭建双脉冲测试硬件平台
本小节将基于上节的研究内容，总结不同寄生电感对器件开关波形的影响，并基于此提出减少寄生电感的设计对策，搭建低寄生参数的双脉冲测试硬件平台。
表4-1给出寄生电感对器件开关波形的影响和其相对于的设计对策，在搭建双脉冲测试电路板时应采取相对于的设计对策以减少寄生参数干扰。
双脉冲测试电路板中的寄生电感值主要由双脉冲测试电路板PCB布局决定，将PCBGerber文件生成为Ansys软件能识别的ebd文件形式后导入到Ansys软件下的SIwave仿真平台；在SIwave仿真平台中导出其相对应的Q3D模型，后标记关键网络和设置激励源后即可进行寄生参数提取得到寄生电感值和寄生电阻值。在Ansys软件下的Q3D平台中分析双脉冲测试电路板PCB布局参数，将寄生参数Lb、Ld、Ls、Lg考虑到仿真电路中，得到仿真开关波形。
图4-10显示了双脉冲测试电路板的PCB示意图和其相对应的Q3D模型。在Q3D平台中根据电流方向分别定义4条路径各自的激励源，之后即可仿真提取回路路径寄生参数，具体提取结果如图4-11所示。
图4-11给出了双脉冲测试电路板各个路径的寄生电阻和寄生电感的具体提取结果。其中，对角线位置为路径自身所具有的寄生电阻和寄生电感，其余位置为各个路径之间相互影响所导致的寄生电阻和寄生电感。可以看出，路径之间相互影响所导致的寄生电阻为0，路径之间相互影响所导致的寄生电感数值很小，基本可以忽略不记；为方便计算，本文忽略路径之间相互影响所导致的互感。将图4-11中的双脉冲测试电路板寄生参数提取结果整理成表4-2所示。
4.2.3动态特性对比验证
在LTspice中搭建双脉冲测试电路对模型仿真得到仿真开关波形，在所搭建的双脉冲测试实验硬件平台中进行上电测试实验得到C2M0040120D实验开关波形，本小节将对二者开关波形进行对比验证，以确认所提出的模型动态特性的正确性。
图4-14展示了在100V，8A工作条件下的双脉冲测试仿真波形和实验波形，其中栅极驱动电阻为10Ω，将图4-14中开通和关断瞬间的Vds与Ids波形进行布局放大可得到图4-15。图4-15中，（a）为C2M0040120D器件仿真关断波形与实际关断波形的对比图，（b）为C2M0040120D器件仿真导通波形与实际导通波形的对比图，其中虚线代表仿真波形，实线代表实际波形。
将实验波形与仿真波形进行对比，可看出，在关断和导通过程中仿真开关波形与实验开关波形表现出相当好的一致性，且导通和关断所需时间一致。然而，对于振铃和过冲现象，仍然存在一些差异，这主要是因为虽然仿真中考虑了由于PCB布局所导致的寄生参数，但器件与其他电路组件如母线电容、导线和探头之间的相互作用所导致的寄生参数在仿真中尚为考虑，验证了所提出的子电路型SPICE行为模型的动态特性的正确性。
4.3SiC MOSFET器件收敛性验证
SiC MOSFET器件的快速开关特性会导致仿真过程中电路方程的非线性与刚性增强，使仿真过程难以收敛和求解。高收敛性模型通过数学优化如平滑过渡函数避免迭代计算发散，能确保仿真器如LTspice、PSpice稳定求解并显著减少仿真时间。
本文提出的SiC MOSFET子电路型行为模型使用非分段方程代替官方分段非线性方程来描述非线性可变结电容和漏电流，且与官方模型相比所提出的模型电路拓扑结构较为简单，具有更好的收敛性。
4.3.1搭建收敛性验证平台
在现代电力电子系统，尤其是复杂的高压大功率级联逆变器的设计开发中，仿真已成为一个不可或缺的关键环节。在初期通过仿真快速验证设计和排除系统错误，大可大大减少制作物理样机的次数和缩短了开发周期，进而降低总成本。可以说，没有精确可靠的仿真，高效、可靠且经济地开发出高性能的级联逆变器产品几乎是不可能的。但由于大功率级联逆变器电路的复杂性和仿真模型的局限性，常常需要设计者在仿真过程中切换仿真器求解方式和计算步长才能仿真出正确结果，这延长了设计的开发周期，因此高收敛性的仿真模型能提高设计效率和灵活性，减少仿真验证时长。
4.3.2模型收敛性对比验证
在LTspice软件中搭建图4-16所示的七电平级联逆变器仿真电路，逆变器中开关器件的仿真模型分别使用本文提出的SiC MOSFET子电路型行为级模型和WolfSpeed官方提供给电路设计者的仿真模型，仿真中控制策略和开关器件驱动波形分别如图4-17和图4-18所示。
图4-19显示了使用所提出模型的仿真CHB逆变器时输出的电压波形，如预期的那样，Vout输出七个电压等级，模型在仿真过程中的正常工作。该电路仿真的目的是验证所提出模型的高收敛性，即使是仿真具有12个开关器件的复杂电路，模型任能正常工作且输出正确结果。而使用供应商模型仿真该CHB电路中无法收敛，使用供应商提供的模型仿真的报错图如图4-20所示。结果表明，由于所提出的模型使用tanh函数的非分段公式来表征SiC MOSFET器件的漏电流和结电容特性，且模型结构相比厂家模型更为简单，因此具有更好的收敛性，能够满足电路设计者在仿真复杂电路时的需求。
4.4本章小结
在这章节中，本文首先将本文所提出的SiC MOSFETSPICE子电路型行为级模型导入到LTspice软件进行仿真得到模型的输出特性曲线和转移特性曲线，将仿真曲线与官方数据手册曲线进行对比验证了模型的静态特性验证。随后搭建双脉冲测试实验平台，且使用AnsysQ3D平台提取双脉冲测试电路板PCB布局所导致的寄生参数，在仿真中考虑寄生参数得到仿真波形，将仿真开关波形与实验开关波形进行对比，验证了模型的动态特性验证。最后分别使用官方模型和所提出模型仿真了七电平级联逆变器后，结果表明所提出模型具有更好的收敛性验证，能仿真较为复杂的电路并得到正确结果。
第五章总结与展望
本文首先介绍了SiC MOSFET优秀的开关性能并强调了其电路仿真模型对于电路设计者的重要作用，后概括SiC MOSFET器件的发展历史和SiC MOSFET模型的国内外研究现状。基于SiC MOSFET工作原理引出SiC MOSFET的电学特性表征方程和EDA软件中内置的MOSFET模型，后为解决EDA软件中内置的MOSFET模型难以为不同型号的SiC MOSFET器件构建符合其电学特性的SPICE模型，研究了三家半导体厂商提供给电路设计者的官方SPICE模型各自的特点，为第三章提出子电路型SPICE行为模型打下基础。
本文所提出的模型由4大子电路模块构成，分别为核心MOS模块、结电容模块、体二极管模块和RC热网络模块，且各个子电路模型所使用的表征公式均采用连续、光滑的非分段方程，既确保了模型的高精度，也使其在仿真中更加易于收敛。与现有的碳化硅MOSFET模型相比，该模型不仅计算资源占用更少，还具有更快的仿真速度，适合于复杂电路的快速分析与优化。使用所提出的模型构建特定型号器件SPICE模型所需的数据获取简单，可直接从器件的官方数据手册中获取或通过功率器件分析仪对器件分析直接获取，无需额外复杂测试和参数提取，显著降低了模型建立的门槛。
为验证所提出模型能为特定型号器件构建符合其电学特性的SPICE模型，本文为Wolfspeed公司的C2M0040120D建立其所对应的子电路SPICE行为模型并将该模型导入到LTspice中进行应用得到仿真数据。将仿真数据与实验数据进行对比，验证了所建立的C2M0040120D子电路SPICE行为模型能正确表征器件本身的电学特性。且在LTspice中分别使用该模型和官方模型仿真具有12个开关器件组成的七电平级联逆变器，仿真结果表示所提出的模型具有更好的收敛性，能满足电路设计者仿真复杂电路的需要。
尽管本文提出的子电路型行为模型在SiC MOSFET静态特性和动态特性表征与仿真收敛性方面取得了显著进展，但仍存在进一步优化与拓展的空间。未来研究工作可从以下方向展开：
（1）模型中加入SiC MOSFET器件更多的非理性和可靠性建模
与传统的硅MOSFET相比，SiC器件在高温、高频和高电压下的表现不同，因此需要特别关注其特有的效应。比如，阈值电压漂移、栅氧退化、动态导通电阻变化等非理想性和栅氧退化、体二极管退化和封装失效等可靠性问题，为提升模型的精度应在本文模型基础上添加能表征器件非理性和可靠性现象的子模块。
（2）优化收敛性验证实验并量化模型计算资源消耗指标
本文中为验证所提模型收敛性搭建了具有12个SiC MOSFET器件的七电平级联H桥逆变器电路拓扑图，12个数量对于收敛性验证来说勉强达标，为加强验证下一步可考虑模型下在大规模阵列器件下的收敛性。且为直接对比所提模型与C2M0040120D官方器件模型的仿真资源消耗，应分别收集电路仿真软件在使用以上两类不同模型仿真时所使用的内存占用率、CPU利用率、磁盘利用率和仿真计算所需时间。
如您对我们的产品感兴趣，欢迎联系
我们将为您提供高效、贴心的解决方案！
咨询电话：135 1009 9916（微信同号）
点击下方图片免费领取产品规格书
想深入了解碳化硅功率器件产品知识？点击→「碳化硅（SiC）课堂」获取详情！
