摘要：
碳化硅金属氧化物半导体场效晶体管（Silicon carbide metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，SiC MOSFET）因其高工作频率和耐高温等优势得到广泛应用。然而，SiC MOSFET驱动电路存在的开关高电气 应力、电压电流超调和开关振荡等问题降低了变流器的可靠性。为了提高系统的可靠性，本文提出了一种碳化硅MOSFET有源门极驱动的电压电流过冲快速检测电路。首先，分析SiC MOSFET的开通和关断过程，对漏极电流 上升阶段和下降阶段的电压和电流状态设计过冲快速检测电路；然后，为了抑制电压和电流尖峰，设计控制电路动 态调节栅极电流；最后，根据原理图确定器件选型方案并搭建测试平台，分析所选器件的工作性能以及自身硬件延 时情况。实验结果表明，本文所提设计方案能够快速检测电压和电流过冲状态，并有效抑制电压和电流尖峰。
引 言
相比于传统Si基器件，碳化硅金属氧化物半导体场效晶体管（Silicon carbide metal-oxide- semiconductorfield-effect transistor，SiC MOSFET）在高频、高功率密度和高温等应用环境下更具有优势，已基本实现商业化”。在驱动电路设计方面，由于SiC MOSFET具有更小的栅极电荷，开关速度更快，使得栅源极电压振荡问题更加突出”。同时，开关过程中的漏源极电压和漏极电流超调问题也带来了不可忽视的电气应力威胁。因此，设计一个能充分发挥SiC MOSFET性能的驱动电路成为了当前研究的热点。已有研究中，常规无源门极驱动电路（Conventionalgate driver，CGD)通过预先设置驱动参数或添加无源器件可应对上述问题。该方法通常以增加栅极电阻或栅源极间并联电容等方式实现SiC MOSFET工作时电路参数保持不变。为了解决电流和电压过冲问题在驱动电路中增加了栅极电阻。然而，该方法会导致开关损耗增加，用于SiC MOSFET时无法充分发挥其自身高开关速度的优势，一定程度上削弱了SiC MOSFET的优势。
在无源门极驱动电路基础上，通过增加反馈控制或有源器件可以进一步优化器件的开关性能，形成有源门极驱动电路（Activegate driver，AGD)。以功率器件开关时的电流变化率为检测对象，实现栅极电流动态调节。然而，设计辅助电路调节栅极电流较为复杂，因需要高响应速度使得驱动电路不易实现。通过检测SiCMOS-FET漏源极电压和漏极电流的状态动态切换驱动电压。由于切换电压提供的电平有限，且调节范围较窄，对电压电流的过冲抑制效果仍有局限性。抑制导通电流尖峰及关断电压尖峰的另一有效方法是增加变栅极电阻，检测SiC MOSFET漏源极电压和漏极电流状态判断其所处的阶段，以特定时间段接入特定的栅极电阻方式达到改善开关波形的作用。但该方法存在的主要问题是面对复杂工况难以发挥作用，为了覆盖多工况在电路中接
入多开关管则增加了驱动电路设计的复杂性。综上所述，无源门极驱动电路易于实现但无法充分发挥SiC MOSFET的开关性能优势，甚至会造成开关损耗增加。有源门极驱动电路增强了开关过程的可控性，但额外增加的运放或集成芯片会使驱动电路的设计和控制变得复杂。同时，设计高性能的驱动电路时需要考虑信号传输过程中的响应速度和响应时间，即有源驱动硬件电路从检测到发出控制信号的延迟情况。已有研究中需要检测漏源极电压和漏极电流等状态从而做出控制指令，但未对检测过程硬件的延时情况进行详细说明，使得电路的工作过程不够透明，难以进一步分析驱动电路设计的优越性。
为了充分发挥SiC MOSFET的应用优势，本文设计了一个电压电流过冲状态快速检测的有源门极驱动电路。首先通过分析SiC MOSFET的导通和关断过程，确定以漏极电流变化率、漏源极电压变换率和栅极电压作为快速检测目标设计状态检测电路；然后设计控制电路对栅极电流进行主动调节；最后，给出详细的电路设计方案和器件选型结果，搭建测试平台进行实验验证。
2、有源门极驱动电路硬件设计
有源门极驱动电路原理图如图2所示，所设计的有源门极驱动电路包括状态检测电路和执行电路。状态检测电路可分为开通状态检测电路和关断状态检测电路，执行电路包括栅极电流分流电路和栅极电流注入电路，主要负责接收检测信号并控制开关管接入功率器件栅极端，实现栅极电流的动态调节。
2.2、栅极电流分流控制电路
栅极电流分流电路是一个信号执行电路，利用开通状态检测电路AND，的输出信号判断是否需要在驱动回路上接人旁路电路，实现部分栅极电流分流。如图2的区域（2）所示，控制电路由双极性结型晶体管（Bipolar junction transistor，BJT)射极跟随电路、NMOS开关管（MOS）、单向二极管和电流分流调节电阻R。组成。同时，分流电路选用器件的响应延时不能过长。表2给出了开通状态控制电路所选器件的硬件响应延时情况，根据数据手册计算得到总延时为27.0~38.4 ns。
由图4可以看出，有源驱动硬件电路从检测到发出控制信号延迟平均在40ns左右，而本文所使用的CAS300M12BM2模块开通电流上升和关断电压上升持续时间分别为168ns和105ns，因此所选器件的检测速度符合应用要求。
可以看出，在电流上升阶段与电压下降阶段，所提出的有源门极驱动电路方案能够有效实现在特定阶段降低栅极电流，而器件处于其他过程时的栅极电流曲线保持一致。这说明所提出的基于开关瞬态反馈的SiC MOSFET栅极电流动态调节电路的控制信号发生时间精确，且具有良好的实时性和有效性。通过对器件开关时的电流电压进行积分可获得相应的开关损耗。AGD和CGD的损耗变化波形如图11所示。AGD和CGD在双脉冲电路中的表现数据如表5所示。结合图11和表5可知，AGD开关总损耗为16.9mJ，CGD开关总损耗为12.2mJ。相比于CGD，应用所设计的AGD平均损耗增加，开关过程产生的损耗多了38.5%。然而，AGD开关过程中电流过冲量减小了44.3%，关断电压过冲量减少53.8%，极大地降低了开通漏极电流和关断漏源极电压的平均过冲量，避免器件误开关，甚至损坏器件。因此，增加的开关损耗是可以接受的。
4、结 论
本文针对SiC MOSFET应用过程中存在的电压电流过冲和驱动电路的可靠性问题，提出了一种电压电流过冲状态快速检测的有源门极驱动电路设计。对SiC MOSFET的开关过程进行分析，确定以漏极电流变化率、漏源极电压变化率和栅极电压作为快速检测目标设计状态检测电路，所设计的检测电路硬件平均耗时为40ns。在此基础上，设计控制电路对栅极电流进行分流与注人调节。最后，搭建测试平台进行了实验测试，实现了电压电流过冲抑制，使得SiC MOSFET更快进人稳定状态，整个SiC开通、关断过程的电流上升和电压上升时间为105~110ns。此外，本文给出详细的电路设计和器件选型方案，在考虑硬件延时的基础上使得驱动电路的工作流程更为透明，有利于设计更合理更有效的控制策略，具有重要参考意义。
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