摘要：
本文展示了一种全SiC三电平T型（3LTT）逆变器的硬件演示器，其中共模（CM）电磁干扰滤波器阶段被放置在直流输入端而不是交流输出端，目标例如用于高效率光伏应用。广泛的实验表明，采用最先进的SiC晶体管和直流侧CM滤波器，可以在12.5kW功率下实现前所未有的峰值/满载效率99.4%（热量测量），以及2.4kW/dm³（39W/in³）的功率密度。该演示器满足CISPR11A类电磁干扰（EMI）规范以及即将出台的9–150kHz频率范围的EMI标准。相比于其他经常采用更多输出电压等级桥臂的高效率转换器，所描述的3LTT方案在复杂性与性能之间提供了非常理想的权衡。
引言：
在过去十年中，全球光伏（PV）市场迅速增长，复合年增长率（CAGR）达到34%，其中光伏在每年新增可再生能源中贡献的份额远超其最大。截至2021年底，全球光伏发电容量已达到约940吉瓦。在此背景下，电力电子产品，尤其是将光伏装置与市电连接的逆变器，需求明确，以实现更高转换效率且有限的复杂度和成本。
针对高效逆变器系统，多电级拓扑是有前景的候选方案，因为可以采用阻断电压较低、导通和开关特性更优的功率半导体。例如，最近推出的一款10千瓦主动中性点锁（ANPC）三相逆变器采用混合硅/氮化镓半导体配置，峰值效率达到99.3%（5千瓦时），功率密度为2.4千瓦/分米，并符合CISPR11类A类EMI法规。同样，一些作者研究了中一款12.5千瓦全硅七能级混合ANPC（7LHANPC）逆变器，其峰值效率为99.35%（10千瓦时），功率密度为3.4千瓦/分方英寸，且符合CISPR11A类标准。
然而，由于晶体管数量较多（三相逆相器中有30个晶体管），7LHANPC方法相对复杂。因此，是否能在降低复杂度下实现类似性能是一个有趣的问题。三层拓扑被发现在效率与功率密度之间存在有趣的权衡。特别是，最初于1970年代提出的基于晶闸管电路的三电平T型（3LTT）拓扑备受关注，因为三相交流-直流换流系统只需12个晶体管即可实现。尽管一半的晶体管必须阻断全部直流链路电压，我们在信中证明，通过先进的SiC晶体管和在直流侧有利地布置共模（CM）滤波器，可以实现非常高的效率。具体来说，设计的12.5千瓦示范机具有前所未有的峰值效率99.4%（满载量热测量），功率密度为2.4千瓦/分米，符合CISPR11A类标准及即将推出的9–150kHz频率EMI限制。
接下来，我们将首先讨论（与[6]中讨论的主动直流侧CM滤波器相对）直流端CM滤波器用于并网变换器的优势，简要总结关键硬件设计方面，展示3LTT演示器的完整实验特性，并将结果与上述7LHANPC系统进行比较。
直流侧共模EMI滤波器：图1a显示了一个典型的三相EMI滤波器实现，其中差模(DM)和共模(CM)滤波元件位于交流侧。注意，直流链路中点通过电容(Ccm)与由三只差模滤波电容形成的星形节点相连。这种内部共模滤波方法在1990年代已被提出用于各种拓扑结构。其优点是可以选择相对较大的Ccm值，因为产生的共模电流留在变换器内部，不会流向地线，也就是说Ccm的数值不受触电电流限制。此外，注意如果调制采用三次谐波注入（这有助于防止150Hz电流流入直流链路中点，从而有利于减小直流链路电容，相应的低频(LF)共模电压会出现在直流端子，即直流侧组件的接地电容上（例如光伏板）。如果直流侧组件的寄生接地电容导致过高的低频接地泄漏电流，可能触发剩余电流装置(RCDs)，则不应使用三次谐波注入；此外，泄漏电流甚至可以闭环控制为零。
虽然在典型的并网电机驱动中，EMI限值适用于交流输入端，但也存在多驱动应用，其中各个逆变器从分布式直流总线供电。在某些应用中，EMI限值必须满足逆变器直流输入端，而不要求其交流输出端，因此需要在直流侧放置共模滤波器。然而，最初提出并在图1b所示，共模电感也可以移动到直流侧，用于并网变换器（其EMI限值适用于交流侧），而不改变系统在直流和交流端子上的行为。以调制指数定义为M=√2Vac/(Vdc/2)，交流侧和直流侧的功率平衡得到
其中Vac和Iac分别是有效值相电压和电流。直流侧共模电感的绕组损耗与交流侧共模电感的绕组损耗之比变为
其中Rw,dc和Rw,ac分别表示各自的绕组电阻。最后，考虑到两种类型的共模扼流圈使用相同的磁芯和相同总铜量，这意味着Rw,dc/Rw,ac=2/3，并且
对于典型的调制指数M≈0.9。这种低频铜损约60%的显著减少，还得益于几乎没有显著的高频(HF)铜损：除了非常小的共模电流外，直流侧没有高频电流流动，而交流侧的至少一级共模电感将暴露在升压电感中典型的高差模高频涟漪电流中。另一方面，开关阶段的直流侧现在相对于地也会受到高频共模电压的影响。
图2显示了3LTT演示器的全功率电路，该演示器实现了这种（二级）直流侧共模滤波器及其对应的共模等效电路。注意，在实际实现中，开关阶段与地之间存在寄生电容(Cpar1,Cpar2)的情况下，需要在电网端（即交流侧）放置一个（小型）共模扼流圈Lcm3和一个Y电容CY2，因为内部共模滤波器布置无法对这些寄生电容上的共模电流进行任何衰减。此外，对于未使用内部滤波方法(Ccm1和Ccm2)的单级直流侧共模滤波器，直流母线到地的寄生电容Cpar1、Y2电容CY2以及前三个差模电感的有效共模电感Ldm1/3形成一个谐振回路（见图2b），可能在其谐振频率下产生过度的噪声发射（在低兆赫范围内，估计Cpar1≈200pF）。然而，采用纳米晶材料铁芯和实心扁线绕组的差模电感硬件实现（见下文）可以充分抑制该谐振。
硬件实现：为了展示采用SiC晶体管和直流侧共模滤波器的3LTT拓扑所能实现的高性能，已经实现了一台12.5kW三相3LTT逆变器，其电源电路如图2a所示。所采用的设计流程，包括组件建模，中进行了全面描述。为了简洁起见，这里仅简单回顾关键方面，表1提供了用于硬件实现的组件概览。
为了限制开关损耗，需要使用相对适中的20kHz开关频率，在开关损耗估算中考虑了3LTT桥臂中发现的额外电容损耗。在这些工作频率下，纳米晶核心材料（特别是日立FinemetF3CC）非常适用，并且可以使用实心矩形导线（即螺旋导线）绕组，而不是绞线绕组。然而估算（带气隙）纳米晶核心的铁损容易出现显著误差，例如，由于对准不当而产生垂直于纳米晶层的磁场分量。因此，我们采用卡路里法对Ldm1和Lcm1原型进行预表征测量，以改进整体变换器损耗估算，相较于有所提升。如图2a所示，直流链路结合了箔电容（Cdc,F）和额外的电解电容（Cdc,E），这有助于无需第三次谐波注入即可运行，从而避免相应的150Hz电流流入直流链路中点。
该原型实现了2.4kW/dm³（39W/in³）的体积功率密度，见图3a。中描述并在图3b中展示的7LHANPC原型更加紧凑（3.4kW/dm³或56W/in³），主要因为更高的电平数使得磁性元件明显较小。这也解释了其重量较低为4.8kg（即重量功率密度为2.6kW/kg），相较于3LTT逆变器的11.8kg（1.1kW/kg）。
图4显示了3LTT示范机在720V直流电压供电及10kW三相电阻负载下测得的主要波形。可以清晰观察到预期的高频与低频共模电压分量分离（见图1b）；注意，使用了正弦第三次谐波注入，M3=√2Vac,(3)/(Vdc/2)=0.25，以几乎完全消除任何150Hz直流链路中点电流。
效率测量：由于预期效率水平较高，依赖电气测量的商业功率分析仪的规定精度至少在理论上是不够的。因此，采用了高精度双壁量热计来测量图5所示的720VDC和650VDC下的效率特性。在650VDC下，3LTT演示器实现了前所未有的峰值/满载效率99.4%，而在720VDC下仍为99.3%（满载）。该图还显示了作为比较的全硅7LHANPC演示器的（量热法）测得效率特性。尽管峰值效率相似，但7LHANPC逆变器的效率曲线随功率增加而下降，这主要归因于电流路径中半导体数量相对较多（见图3b），以及硅晶体管导通电阻的正温度系数更强，也就是整体欧姆（平方）损耗分量更大。有趣的是，在720V下，12.5kW3LTT逆变器的拟合欧洲加权效率为98.8%，CEC效率为99.1%，而7LHANPC逆变器显示出非常相似的数值，分别为98.9%和99.1%，尽管效率特性差异明显。
进行EMI预合规测试：最终，已进行了EMI预合规测试，以评估3LTT示范器是否符合CISPR11ClassA以及9–150kHz频率范围的建议限值（IECTS62578Class2）。测量设置包括一台Rhode&SchwarzESH2-Z5三相LISN和一台Rhode&SchwarzESPI3EMI测试接收机。转换器放置在适当尺寸的接地铝板上，以模拟连接CY2的壳体。交流侧共模电感Lcm3（参见图2a）采用VACVitroperm500FW516-03核心外部实现3×3匝数，测得共模电感为142µH；如前所述，如果缩小实现尺寸，将不会显著影响整个转换器的体积或损耗。图6显示了测量结果，并证明了符合两种限值，包括在160kHz（即开关频率的第8次谐波）处最低准峰值（QP）裕度为12dBµV。请注意发射谱在约1.7MHz处的轻微峰值：这是由上述Cpar1、CY2与Ldm1/3之间的谐振引起的，由于在此频率范围内DM电感的磁芯及绕组损耗，这种谐振被良好地抑制。因此，直流侧共模滤波器提供了预期的衰减效果，并展示了相较于典型交流侧布局的上述优势。
结论：我们已经证明，采用最先进碳化硅（SiC）晶体管实现的相对低复杂度的三电平T型（3LTT）逆变器，在12.5kW功率下能够实现前所未有的峰值/满载效率99.4%（通过热量法测量），功率密度为2.4kW/dm³（39W/in³）。提出的非典型的共模（CM）电感器布置方式（置于直流侧而非交流侧）已经在硬件中得到验证且运行正常（逆变器符合CISPR11A类，并且也符合即将出台的9–150kHz频率范围的EMI法规），并且显然有助于提高转换器的高效率。总体而言，3LTT逆变器的满载效率高于最近提出的同等功率等级的全Si七电平混合有源中点箝位（7LHANPC）逆变器，但后者虽然更紧凑（功率密度为3.4kW/dm³（56W/in³），而3LTT逆变器为2.4kW/dm³（39W/in³）），但其结构也更复杂。两种系统的加权EU和CEC效率几乎相同。采用直流侧CM滤波的全SiC3LTT逆变器，因此为实现未来高效率的直流-交流逆变器（或交流-直流PFC整流器）系统提供了非常有吸引力的选择。虽然高效率显然是一个重要的设计目标，但在未来的研究过程中，也应进行系统级生命周期分析（LCA），以全面评估例如内嵌能量与转换损耗之间的权衡，因此这应成为未来电力电子研究的重点。
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