摘 要：
目前地铁车辆的辅助供电系统采用集中式供电方式，供电网电压等级提高至1500V，由于目前全碳化硅（SiC）器件电压电流等级限制，所以采用输入串联输出并联（ISOP）的移相全桥（PSFB）拓扑来减小器件的电压应力，提高系统功率等级，但是SiC器件对于电路参数非常敏感，非常容易产生振荡，影响系统运行稳定性。分析了整流振荡产生的机理，对常规振荡抑制方法以及ISOP系统均压均流方法进行了阐述，并对此方法进行了仿真和实验验证，发现初级二极管箱位方法和次级RCD吸收方法都可以对整流振荡产生抑制，但是会严重影响效率。
1、引言
SiC型的功率器件相较于传统器件物理特性优良，将其应用在地铁辅助变流器中可以提高系统整体控制的开关频率，减小电感等磁性元件的体积，进而提高系统效率和功率密度。电力电子控制系统中有很多种组合方式，其中很重要且较常见的一种就是标准化模块的串并联，即将标准化模块的输入端与输出端分别串联或并联。根据联结方式不同，多模块串并联组合系统可以分为4种基本类型：
①输入并联输出并联；
②输入并联输出串联：
③ISOP；
④输入串联输出串联。为了达到更好的效果，还可以将以上4种基本类型的串并联组合系统的输入和输出再加以组合，由此得到多个标准化模块混合串并联组合系统。根据项目技术指标要求和目前SiC器件电压电流等级限制，此处采用ISOPPSFB拓扑来减小器件的电压应力，同时提高系统功率等级。
由于SiC器件具有很高的开关速度，因此会产生很大的电压变化率，这样将会产生振荡，所以SiC器件对于系统寄生感。对于PSFB拓扑而言，次级整流管的结电容容易与谐振电感发生谐振引起电压振荡：因此这里将从整流振荡原理及抑制方法来展开研究。
2、ISOP PSFB变换器简介
全桥变换器是目前在大功率场合研究最广，应用最多的拓扑类型。而在全桥变换中，PSFB控制以其高效可靠的巨大优势，成为全桥变换应用中的者。它可实现零电压开关、零电流开关和零电压零电流开关等多种软开关形式，从而大大降低了开关器件的应力，提升了系统的效率。PSFB零电压开关变换器是目前大功率DC/DC变换器中市场占有率最高的拓扑形式，仅通过调整驱动信号的相位关系，即可以实现每组桥臂在其死区时间内的谐振零电压软开关。全桥变换器利用变压器漏感和开关管的漏源极等效电容在死区时间内发生谐振，实现4个并关的零电压开通。
图1为PSFB直流变换器拓扑。
将PSFB的输入端串联、输出端并联可以得到串入并出集成化结构，具体如图2所示。串入并出结构的优点为：
①每个模块的输入电压为总输入电压的1/2，这样可以大幅度降低开关器件的电压应力；
②低压功率器件可以应用于输入高压场合，降低开关管的导通损耗，提高了系统整体的效率；
③在低压输出场合，ISOP结构提高了每个模块的电压转换率，系统整体效率得到了提高。
由于输入端采用串联模式，因此各电源模块输入端电容的可靠性和安全性必须加以重视，一般采用两个电容串联的设计方式，以防止电容失效造成母线电压短路。为了保证系统工况下稳定工作，需要保证输入电容均压，输出模块均流，否则模块间会出现环流问题，增大系统损耗，甚至导致系统无法工作。
3、整流管两端电压振荡原理和抑制
3.1整流管电压振荡
整流管的电压振荡机理可以通过PSFB的工作状态来描述，图3为PSFB在一个开关周期内的工作波形，由于篇幅限制，直接介绍整流振荡的产生原理。从t时刻开始，初级电流i增长到足够提供负载电流，整流管VDg和VD关断，整流管VD和VD通过所有电流，初级电流继续增大，寄生电容CR和C开始充电，初级电流相当于分为两部分，一部分为相应的负载供电，另一部分给CR和CR充电。
根据发生振荡时的工作模态，可以得到换流暂态过程的等效电路，如图4所示，此阶段谐振电感L.和寄生电容C.发生谐振，Ua振荡，即整流管电压振荡。
由于两个二极管的寄生结电容是并联关系，所以等效电路中的C.为两个二极管寄生结电容之和，另外L为折算到次级的谐振电感值。根据等效电路，整流管寄生电容电压可用下式表示：
因此，可以知道，整流管电压可谐振达到的峰值为2nUm，同样的，变压器次级电压受此影响也会发生同样的振荡，进而影响到变压器初级电压产生振荡。
图5为变压器初级电压振荡实验波形，其中为变压器初级电压，uu为谐振电感前电压。
由图5可见，整流管电压振荡对于变压器初级电压的影响，可见，变压器工作的整个过程都有振荡存在，这会极大增大电路中的开关损耗，降低系统的效率，经过初步计算此时效率约为86%。
整流管两端振荡电压尖峰过高，不仅影响电路的稳定性，造成效率降低，而且也限制了整流管的选型。耐压值越大的开关管，其寄生参数更大，造成尖峰更高，所以必须有效解决次级整流管的电压振荡尖峰过高问题。L.与CR谐振，引起整流管两端电压振荡。谐振的能量主要存储在L.中，所以消除系统振荡关键就是采取何种措施来吸收这部分能量。
3.2整流管电压振荡抑制方法原理
对于电压振荡的抑制一方面是在振荡产生时刻将电压位在输入电压值，另一种方法为加入额外的电容，代替二极管寄生电容来吸收谐振电感中的能量，减小二极管两端电压振荡。
3.2.1初级箱位抑制方法
ISOPPSFB初级箱位抑制电路即在每个模块的变压器初级额外增加两个二极管，当L.与整流管两端寄生二极管谐振时，位二极管导通，将L短路，从而变压器两端电压被箱位在输入电压值。
此种方法虽然可以有效抑制振荡，但却将谐振电感短路，对于系统的软开关有非常大的影响，此外，额外二极管的加入也会产生开关损耗，但好处在于SiC二极管的开关损耗较小，对系统效率产生的影响较小。
3.2.2次级RCD吸收方法
次级RCD吸收电路的原理图相对于常规电路，在每个二极管上并联RC吸收电路。采用RCD缓冲吸收电路有以下几个优点：
①RCD吸收电路每个全桥只需要使用一个RCD模块，使用的电容、电阻元件较少，可以节省成本并减小系统体积；
②RCD吸收电路能够在吸收电容释放能量时向负载侧释放一部分，因此，其功率损耗小于RC吸收电路，再考虑较大开关频率的应用环境，相较于RC电路能够节省较多的功率消耗；
③RCD电路应用较少的原因在于：传统RCD电路中的二极管是硅二极管，其固有的反向恢复损耗会增大功率损耗，而在此处结合SiC器件的应用，可以基本消除此损耗带来的不利影响。
RCD吸收电路的原理是利用外部的吸收电容Cb来代替二极管寄生结电容从而吸收Lr的能量，再通过电阻消耗掉此部分能量，进而减小二极管的电压振荡。
3.2.3次级RCD抑制参数计算
从缓冲吸收电路机理上讲，吸收电阻的功率损耗与吸收的变压器漏感的能量有关。漏感能量可用下式计算：
在设计缓冲吸收电路时，在系统功率不变，开关频率增大时，吸收电容和吸收电阻需要吸收的功率可用下式计算：
可以看出，缓冲吸收电路的功率消耗是随着开关频率成比例增加的，这影响了大功率全桥变换器开关频率的进一步提高。
可以根据期望的尖峰电压来设计吸收电容的大小，已知整流输出侧电压为Uo，在Uo基础上的期望尖峰电压为Up，并且希望Cb上的电压恰好放电到Up，Cb不会在电压降低至Up后吸收来自初级供给负载的能量，这样就可以计算Cb的数值。在每个开关周期内，吸收电容电压吸收和释放的能量正好是变压器漏感Ls的能量，因此有下式：
3.3仿真和实验
这里将通过PSIM仿真软件来验证初级箱位抑制和次级RCD吸收方法对于整流侧二极管两端电压振荡的抑制效果：还验证了ISOP系统在相同移相角和交错均压控制策略下对输入均压和输出均流的实现情况。下面分别来验证这些方法。
3.3.1初级箝位抑制方法仿真和实验
图6，7为初级箱位抑制方法仿真和实验波形。初级箱位抑制可以有效降低振荡的幅值，不过与仿真结果相比仍有一定差距，仿真中完全消除了振荡，但是实验结果却显示还有振荡存在，只是幅值减小，通过分析发现，这是由两方面原因造成的：
①虽然短路了谐振电感，但是变压器存在漏感，漏感上也有一定电压；
②电压振荡导致直流母线电压发生轻微振荡。两方面电压叠加会导致变压器初级电压依然存在轻微振荡。
3.3.2 RCD吸收方法仿真和实验
图8,9为RCD吸收方法仿真和实验波形。
由实验结果可见，在输入200V时，吸收效果较为明显，在输入750V时，振荡电压幅值变化不是太大，振荡频率增大，原因应该是吸收电容值较小，不过对于吸收电容的选择要根据输入电压的不同值来选取合适的容值，否则会导致吸收效果不明显或者过分吸收导致效率下降。
4、结论
对输入串联输出并联移相全桥变换器进行了简单介绍，对次级整流二极管电压振荡原理进行了分析，例举了两种常用的振荡抑制方法，并对这些方法进行了仿真和实验；整流振荡的初级箝位抑制方法，可以有效抑制振荡，但不会消除振荡，由于这种抑制方法在工作时会将谐振电感短路，对系统的软开关会造成影响，效率也会受到严重影响，由于变压器漏感的存在，使得位方法并不会消除振荡；RCD吸收方法对振荡也有较明显的抑制效果，不过对于吸收电容的选型要根据输入电压的等级来选择，该方法也会对效率产生影响。
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