反激变换器作为电源产品中几乎不可缺少的一个拓扑，从事电力电子产品开发的工程师是相当的熟悉，尤其是单管反激变换器，更是工程师从小白开始修炼的起点，万丈高楼平地起嘛。在经典的单管反激变换器上，又衍生出各种各样的变化，开关方式从硬开关变化为准谐振（QR），有源钳位(ACF)，零电压开通（ZVS）等，以及拓扑的演变，从单管反激变为双管反激。简单讲，这些演变都是基于经典硬开关的单管反激拓扑的优化，以实现降低开关损耗，优化EMC，解决关断过压风险等。
今天要讨论的主题就是双管反激变换器。在1500V的光伏，储能系统中，双管反激变换器和1700VSiCMOSFET是经典的黄金搭档，今天我们就讲述采用1700VSiCMOSFETIMBF170R450M1作为开关管所发生的故事，如图1。
图1.采用IMBF170R450M1的双管反激变换器
双管反激变换器的工作原理是两个开关管共一个PWM信号，同开同关，没有单管反激变换器带来的副边的反射电压，单颗开关管上的最高电压就是全母线电压，但是，在双管反激变换器的调试过程中发现，两个开关管Q1和Q2的关断电压Vds几乎差了一倍，波形见图2，Vds1和Vds2分别是两个开关管的DS电压。
图2.两个开关管的Vds电压不均衡波形
经典拓扑总是能够在新产品开发阶段带给硬件工程师各种各样的惊喜，但是在没有解决问题之前，只有惊没有喜……。能怎么办呢？先抑后扬，先苦后甜，先抚平激动的心情，阿Q精神法，然后肝了。
双管反激的拓扑原理没错，那只能是应用中某个细节没注意到。检查原理图，核对PCB，突然发现，两颗TO263封装的SiCMOSFETIMBF170R450M1的PCB布局上有点不一样，见图3。PCB板上，Q1的漏极D在top层打孔后，在紧密相邻的信号层铺铜后几乎穿过整个TO263封装底部，然后与其源极S的铺铜有一部分交叠区域，见图3中的蓝色方框，而Q2则不存在源极D和漏极S的铺铜交叠。
图3.两个开关管PCB不同布局
找到了PCB上的差异之后，则开始思考这种D-S交叠与两个开关管的关断电压不均衡之间的因果关系，D-S这两个铺铜之间是高频的dv/dt，首先想到的就是寄生电容的影响，也许就是这个多出来的寄生电容导致了关断电压不均衡。猜归猜，搭建Simetrix仿真模型验证一把推测是否靠谱，见图4，图5。
Simetrix仿真电路中，将上管D-S并联了一个2nF的电容，而在下管D-S仅并联了一个2pF的电容，去模拟开关管因为PCB布局带来的寄生结电容，虽然容值差异有点夸张，但并不影响结论哈。从图5的波形，发现了和图2类似的情况，在DC母线电压160V的情况下，下管的关断电压峰值是160V，但是上管的关断电压峰值还不到90V，完美复现。
图4.双管反激变换器Simetrix仿真模型
图5.双管反激变换器Simetrix仿真波形
既然确定是PCB布局产生的寄生结电容导致了这个关断电压不均衡，那就基于Simetrix仿真波形详细分析深层次的原因，分析过程见图6。双管反激变换器中，理论上两个开关管应该同开同关，但是，当PWM控制器发出关断信号后，因为下管的寄生结电容非常小，关断会非常迅速，在下管完全关断后，上管仍然处于导通状态，所以全部的母线电压都加到了先关断的下管，而上管后关断，所以其关断电压远低于全母线电压。
图6.PCB寄生结电容影响电压不均衡的原理分析
接下来继续挖寄生结电容产生的原因，回到到电容的本质，任意两个相邻的极板之间都会产生电容，而且距离越近，面积越大，产生的电容值越大，计算公式见（1）。
图7.相邻两块极板的电容效应
寄生电容计算清楚后，再继续深挖PCB板产生寄生电容的原因，以图8的6层板为例，GTL，L2，L3，L4，L5，GBL就是可以用来走线、铺铜的信号层，PP则是介电层，用于相邻两个信号层之间的电气绝缘，厚度通常约100微米，中间两个蓝色的，则是大家熟知的环氧材质FR4芯板。
图8.典型6层PCB板的压合结构
回到图3两个开关管的D-S不同铺铜方式，开关管Q1的D-S分别在GTL和L2层，铺铜之间仅隔了一层厚度约100微米的PP介电层，D-S重叠的面积还不小，所以，这个寄生的D-S结电容不大才怪。
再给另外一个开关管并联上一个100pF电容后，上电测量，OK，两个开关管电压等高了，不再一高一低。终于拨云见日，心情大好！
最后，修改PCB板，开关管的D-S铺铜避开，不发生交叠，问题完美闭环。
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