摘要：
碳化硅(SiC)MOSFETs短路承受能力弱，研究其短路保护方法成为保障电力电子设备安全运行的重要课题。现有方法大多围绕低压小功率SiC MOSFETs，然而随着电压和功率等级的提升，器件特性有所差异，直接套用以往设计难以实现高压大功率SiC MOSFETs的快速、可靠保护。该文首先详细研究了几种常用短路检测方法；其次基于高压大功率SiC MOSFETs器件特性，深入对比分析了不同短路检测方法的适用性，提出一种阻容式漏源极电压检测和栅极电荷检测相结合的短路保护方法；最后搭建了实验平台验证所提方法的可行性。结果表明，提出的方法在硬开关短路故障(hardswitchingfault，HSF)下，保护响应时间缩短了1.4μs，短路能量降低了62.5%；且能可靠识别负载短路故障(faultunderload，FUL)。
引言
近年来，知名半导体器件厂家陆续推出了3.3kV高压大功率碳化硅(siliconcarbide，SiC)MOSFETs模块。随着电压和功率等级提升，SiC MOSFETs在简化拓扑结构、减少器件数量、提高功率密度等方面更具优势，已成为新能源发电、机车牵引等领域的关注热点。由于SiC MOSFETs芯片面积小、电流密度高，导致其短路承受能力弱，研究SiC MOSFETs的短路保护电路对确保电力电子设备安全运行尤为重要。
目前，已有一些文献对SiC MOSFETs的短路检测方法开展研究，主要分为3类。第1类是漏源极电压检测法，通过检测正常开通和短路故障下的漏源极电压差异，实现器件的短路保护，该方法能可靠识别硬开关短路故障(hardswitchingfault，HSF)和负载短路故障(faultunderload，FUL)，已广泛用于商业驱动中，但此方法需设置消隐时间tblk，避免正常开通过程保护误动，导致保护响应速度减慢。第2类是电流或电流变化率检测法，通过检测器件漏极电流id判断是否发生短路故障，常见的有分流器检测法、电流镜像检测法、罗氏线圈检测法和寄生电感检测法。分流器检测法通常在功率回路引入同轴分流器等线性元件来进行短路保护，但随着功率回路电流的增大，分流器带来的损耗及成本不可忽视；电流镜像检测法要求器件内部集成电流镜像功能，不具有普适性；罗氏线圈电流检测法信号处理电路设计复杂，在实际工程中难以推广应用；寄生电感检测法采用器件开尔文源极与功率源极间的寄生电感来检测漏极电流，该方法电路简单，且无需设置消隐时间，保护响应快速，但该方法受寄生电感、漏极电流变化率等因素影响。第3类是栅极电荷检测法，当发生HSF短路时，米勒平台消失，栅极充电电荷减小，通过检测正常开通与故障状态下栅极充电电荷差异判断是否发生HSF短路，该方法也无需设置消隐时间，保护响应快速，但受器件电容特性影响较大，且难以识别FUL短路。
综上所述，现有短路检测方法存在响应速度慢、受器件特性影响大或FUL故障识别困难等问题；且大多围绕1.2kV以下的低压小功率SiC MOSFETs，鲜有针对高压大功率SiC MOSFETs短路保护开展详细研究。然而随着电压、电流等级提升，相比低压小功率SiC MOSFETs，高压大功率SiC MOSFETs在器件特性方面存在明显差异：
1、高压大功率SiC MOSFETs输入电容Ciss增大，器件开通过程减慢。
2、高压大功率SiC MOSFETs输入电容Ciss增大，开通瞬间的漏极电流变化率降低。
3、高压大功率SiC MOSFETs转移电容Crss增加，正常开通及HSF故障下的栅极充电电荷特性差异更大。
若简单套用以往低压小功率SiC MOSFETs的短路保护设计，会影响高压大功率SiC MOSFETs短路保护的快速性和可靠性。因此，该文从3.3kV/750A高压大功率SiC MOSFETs的器件特性出发，深入对比分析了几种常用短路检测方法的适用性，提出一种阻容式漏源极电压检测与栅极电荷检测相结合的高压大功率SiC MOSFETs短路保护方法，既实现了HSF和FUL故障的可靠识别，又兼顾了保护响应的快速性，并搭建了实验平台对所提方法的短路保护效果进行验证。
1SiC MOSFETs短路检测方法
1.1SiC MOSFETs短路分类
SiC MOSFETs短路故障分为HSF和FUL两类，典型波形如图1所示。HSF短路回路电感小，如桥臂直通，开通瞬间id快速上升，SiC MOSFETs退出电流线性区，进入电流饱和区，漏源极电压uds抬升至母线电压Udc；FUL是负载短路引起的故障，如相间短路等，短路回路电感更大，开通瞬间id上升更慢，uds先降至通态压降，当id上升到一定值时，SiC MOSFETs才开始退出电流线性区，此时uds再迅速抬升至Udc。
短路保护的关键是故障检测，该章节详细研究了漏源极电压检测法、寄生电感检测法和栅极电荷检测法，并基于3.3kV/750A高压大功率SiC MOSFETs模块，从器件特性出发，深入对比分析了3种不同检测方法的适用性。
1.2漏源极电压检测法
漏源极电压检测法的基本原理为：SiC MOSFETs正常导通时uds为通态压降，发生短路故障时uds抬升至Udc，通过检测正常开通和短路故障下的uds差异，即可识别HSF和FUL短路故障。根据检测电路不同，可分为二极管式和阻容式。
图2为常用二极管式漏源极电压检测电路。当SiC MOSFETs开通发生短路故障，uds抬升，二极管Ddesat截止，栅极驱动输出的驱动正压UCC经Rbl给Cbl充电，当Cbl两端电压uCbl大于比较器阈值电压Udesat_th，比较器输出高电平故障检测信号Ssc_desat；SiC MOSFETs关断时，栅极驱动输出驱动负压UEE，开关管M1导通，Cbl经R1快速放电，检测电路被闭锁；此外，关断瞬间快速变化的duds/dt经Ddesat结电容Cj给Cbl充电，可能造成检测电路误触发，因此在Ddesat支路串接阻尼电阻Rdesat抑制干扰。
二极管式漏源极电压检测已广泛应用于低压小功率器件短路保护。然而高压大功率SiC MOSFETs的Uds_on较高，且随着温度升高、通态电流增加Uds_on进一步增大；加之更高母线电压需更多二极管串联来提高Ddesat阻断电压，使得UF也增大；由式(1)可知，Uds_on和UF增大导致uCbl随之升高，使uCbl很可能触及Udesat_th，引起检测电路误触发。因此，高压大功率器件短路保护大都采用可靠性更高的阻容式漏源极电压检测电路。
图3为常用阻容式漏源极电压检测电路。SiC MOSFETs关断时，开关管M1导通，Cbl经R1完全放电，检测电路被闭锁，此时Rdesat和Cdesat承受母线电压，Rdesat阻值通常达到兆欧级，以使Rdesat功率满足要求。当SiC MOSFETs开通发生短路故障，uds抬升，并经Rdesat给Cbl充电，当uCbl>Udesat_th时，比较器输出高电平故障检测信号Ssc_desat，采用钳位二极管Dc_1和Dc_2防止uCbl超出比较器允许输入电压范围。由于Rdesat和Rbl阻值很大，Cbl并联的寄生电容Cp不可忽略，Cp包括Dc_2结电容、比较器输入电容等，且Cp容值随元器件选型不同有所差异，从数皮法至数十皮法不等，由于Cp容值测量困难，在实际工程应用中，通常根据实验结果调节Cbl，从而获得期望的检测响应时间。若短路故障为FUL，则uds先降至通态压降后再抬升至Udc，快速变化的duds/dt通过Cdesat支路能加快Cbl充电速度，从而缩短检测响应时间。
为了避免SiC MOSFETs完全导通之后uCbl>Udesat_th，引起保护误触发，Rdesat和Rbl的取值应满足表达式：
图4给出了母线电压Udc=2kV，负载电流IL=750A，壳温Tc分别为25、50、75、100、125、150℃时SiC MOSFETs的开通实验波形。
图5给出了母线电压Udc=2kV，壳温Tc=25℃，负载电流IL分别为150、300、450、500、750A时SiC MOSFETs的开通实验波形。
由图4、图5的实验结果分析可知，温度越低、负载电流越大，ton_desat越长。以3.3kV/750ASiC MOSFETs为例，ton_max≈2μs，代入式(3)得tblk>2.4μs，因此，该文取tblk=2.5μs。
现有阻容式uds检测电路大多通过调整Cbl充电时间常数来设置tblk，该方法易受uds和检测电路寄生参数影响，tblk调节不方便且精度较差。因此，该文通过逻辑控制单元来设置tblk，在tblk内，逻辑控制单元屏蔽Ssc_desat，在tblk结束后，才开始检测高电平故障信号Ssc_desat，数字化的配置方式有效提高了tblk调节的灵活性和精确度。
表1比较了900V/63A、文献[8]的1.2kV/40A和该文3.3kV/750A3种SiC MOSFETs的输入电容和采用uds检测电路识别HSF故障的消隐时间。
从对比结果可知，低压小功率SiC MOSFETs输入电容小，开通过程快，消隐时间短，使用uds检测即可实现HSF故障的快速保护；而高压大功率SiC MOSFETs输入电容大幅提高，开通过程明显减慢，消隐时间成倍增加，极大降低了HSF故障的保护响应速度。
1.3寄生电感检测法
寄生电感检测法基本原理为：功率器件开尔文源极(Kelvinsource，KS)与功率源极(powersource，PS)之间存在寄生电感Lkp，快速变化的id在Lkp两端感应出电压ukp，通过对ukp积分，即可得到与id幅值成比例的输出电压uo幅值，并以此识别短路故障。寄生电感检测法无需设置消隐时间，保护响应速度快于漏源极电压检测。典型的寄生电感检测电路框图如图6所示。
图6中，为了避免检测电路影响器件正常工作，Rs和Cs支路阻抗应远大于Lkp阻抗，使id几乎不流入检测电路。uo与id的传递函数与时域表达式如式(4)所示。
在实际工程应用中，为避免正常开通过程保护误动或发生短路故障时保护拒动，Ukp_th需满足[16]：
为便于评估uo与id的线性度，引入相关系数r，r表达式为：
表2比较了文献[15]的1.2kV/300A、文献[16]的1.2kV/400A和该文3.3kV/750A3种SiC MOSFETs在HSF故障下，采用寄生电感检测电路的关键参数。
1.4栅极电荷检测法
栅极电荷检测的基本原理为：正常开通过程，SiC MOSFETs转移电容Crss随uds减小而增大，此时栅极电流ig绝大部分给Crss充电，栅极电压ugs缓慢上升进入米勒平台期；而发生HSF故障时SiC MOSFETs退出电流线性区，uds抬升至Udc，此时Crss较小且基本不变，ig仅极少一部分给Crss充电，米勒平台期消失，导致HSF故障下栅极充电电荷Qg相比正常开通过程更小，通过识别Qg差异即可实现HSF故障检测。但发生FUL故障时，uds也先减小至通态压降，此时Qg与正常开通过程差异很小，因此该方法难以识别FUL故障。
图9给出了正常开通过程和HSF故障下栅极充电电荷特性曲线。图9中米勒平台期ugs从Ugp1缓慢上升至Ugp2，Ugs_th为栅极阈值电压，Qg_th为栅极阈值电荷，Qg_HSF为HSF故障下ugs=Ugs_th的栅极电荷，Qg_NOR为正常开通ugs=Ugs_th的栅极电荷。
若满足式(7)所示条件，则可判断SiC MOSFETs发生HSF故障。
正常开通过程，米勒平台电压Ugp表达式为[20]：
常用栅极电荷检测电路如图10所示。开通过程复位开关S1断开，使能积分电路，栅极电流ig由采样电阻Rg_sample采集，通过差分放大电路后经积分电路得到Qg；关断过程S1导通，闭锁积分电路，Qg清零；采用比较器检测ugs和Qg，逻辑控制单元接收比较器输出信号Ssc_gate和Ssc_charge，并根据式(7)判断SiC MOSFETs是否发生HSF故障。
图11给出了不同Udc、不同Tc下发生HSF故障，以及不同Udc、不同IL、不同Tc下正常开通，该文SiC MOSFETs栅极充电电荷特性测试结果。
表3给出1.2kV/24A、文献[27]的1.2kV/39A和该文3.3kV/750A的SiC MOSFETs，采用栅极电荷检测电路的关键参数对比。
由表3可知，高压大功率SiC MOSFETs输入电容Ciss大幅增加，导致3.3kV/750ASiC MOSFETs的Qg_th幅值也显著增大，这大大增强了栅极电荷检测电路的抗干扰能力。此外，Qg_th设置范围也明显变宽，这主要是由于器件Crss特性差异所致，表3中3种不同SiC MOSFETs转移电容特性曲线如图12所示。由图12可知，3.3kV/750ASiC MOSFETs转移电容Crss大幅增加，导致其正常开通过程和HSF故障时的Qg差异变大，Qg_th设置范围也随之变宽，这大大提高了短路保护的可靠性。因此，高压大功率SiC MOSFETs采用栅极电荷检测HSF故障兼具响应速度快和可靠性高的优点。
2、高压大功率SiC MOSFETs短路保护
阻容式漏源极电压检测法能可靠识别HSF及FUL故障，但高压大功率SiC MOSFETs开通过程变缓，发生HSF故障时需设置更长的tblk避免保护误动，减慢了保护响应速度；寄生电感检测法虽无需设置tblk，但高压大功率SiC MOSFETs漏极电流变化率降低，导致检测电路uo幅值减小，抗干扰能力变弱；栅极电荷检测法也无需设置tblk，且高压大功率SiC MOSFETs转移电容Crss增大，HSF故障与正常开通过程的栅极电荷差异更明显，大幅提高了检测电路工作可靠性，但该方法难以识别FUL故障。基于高压大功率SiC MOSFETs器件特性和不同短路检测方法自身特点，该文提出一种阻容式漏源极电压检测与栅极电荷检测相结合的高压大功率SiC MOSFETs短路保护方法，既实现了HSF和FUL故障可靠识别，又兼顾了保护响应快速性，所提方法电路框图如图13所示。图13中采用栅极电荷检测电路快速识别HSF故障；通过阻容式漏源极电压检测电路识别FUL故障；发生短路故障时，经更大阻值Rg_soft软关断，防止器件过压损坏。
该文基于3.3kV/750A高压大功率SiC MOSFETs模块，搭建了如图14所示测试平台验证所提方法的可行性。
图14(a)所示是测试平台原理图，由高压直流电源提供Udc，Cdc1和Cdc2串联组成母线电容，Lload为负载电感，T1为辅助器件，T2为被测器件，通过控制板给驱动板发送脉冲信号。正常开关测试时，Lload取50μH空心电感，控制板始终给T1驱动板发关断命令，给T2驱动板发双脉冲触发命令；HSF故障测试时，Lload不接，控制板始终给T1驱动板发开通命令，给T2驱动板发短路单脉冲触发命令；FUL故障测试时，Lload取约2μH空心电感，控制板始终给T1驱动板发关断命令，给T2驱动板发短路单脉冲触发命令。
图14(b)所示为测试平台实物图，通过辅助供电电源给控制板和驱动板供电，控制板与驱动板通过光纤连接，母线电容经叠层母排与SiC MOSFETs模块相连，SiC MOSFETs模块放置在温度可控的加热台上，驱动板分为主板和子板，子板直接安装在SiC MOSFETs模块上，主板与子板通过排针连接。
图15所示为采用该文所提短路检测方法的驱动样机。驱动样机主要由驱动电源、栅极驱动及短路检测电路3部分构成。逻辑控制单元采用英特尔现场可编程门阵列(fieldprogrammablegatearray，FPGA)芯片10M02SCU169I7G，驱动样机短路检测电路的主要元器件如表4所示。
根据式(2)、式(3)、表1和图11、表3分析，3.3kV/750ASiC MOSFETs短路检测电路关键参数取值如表5所示。
基于图14实验平台，测试该文驱动样机的短路保护效果，实验测试设备如表6所示。
图16给出Udc=2kV，IL=750A，Tc=25℃，SiC MOSFETs的正常开通波形。
从图16可知，当Qg>Qg_th时，Ssc_charge翻转，当ugs>Ugs_th时，Ssc_gate翻转；正常开通过程，ugs>Ugs_th时，Qg>Qg_th，不满足式(7)所示判断条件，栅极电荷短路检测未误动。
图17给出不同壳温和母线电压下，采用阻容式漏源极电压检测电路识别HSF故障的实验波形。
如图17(a)所示，当Udc=2kV，Tc=25℃时，Ssc_desat约在1.7μs后翻转，此时在tblk=2.5μs内，FPGA屏蔽Ssc_desat信号，tblk结束后，Ssc_desat有效高电平脉宽仍大于tfilter=0.5μs的滤波时间，FPGA识别到HSF故障，并下发关断命令，经tdelay=0.1μs传输延时后SiC MOSFETs软关断，同时M1导通，闭锁退饱和检测功能，Ssc_desat翻转至低电平，此工况下，阻容式漏源极电压短路检测响应时间约3.1μs，短路峰值电流Isc_max约3.2kA，短路峰值功率Psc_max约6.4MW，短路能量Esc约8.2J。
如图17(b)所示，当Udc=2kV，Tc从25℃升高至150℃，阻容式漏源极电压短路检测响应时间仍约3.1μs，Isc_max约3.4kA，Psc_max约7.0MW，Esc约8.9J；由实验结果可知，温度升高对阻容式漏源极电压短路检测响应时间影响不大，但短路峰值电流、短路峰值功率和短路能量随着温度升高而略有增加，这主要是SiC MOSFETs的Uth呈负温度特性，gm呈正温度特性导致。
如图17(c)所示，当Tc=150℃，Udc从2kV下降至1kV，Ssc_desat约在3.1μs后翻转，阻容式漏源极电压短路检测响应时间增大至约3.9μs，Isc_max约3.5kA，Psc_max约3.6MW，Esc约5.6J；由实验结果可知，随着Udc降低，Cbl的充电速率减慢，Ssc_desat在tblk结束后仍未翻转，导致阻容式漏源极电压短路检测响应时间明显增加。
图18给出了不同壳温和母线电压下，采用该文所提方法的栅极电荷检测电路识别HSF故障的实验波形。
表7给出了分别采用常规阻容式漏源极电压检测电路和该文所提方法的栅极电荷检测电路识别HSF故障的实验对比结果。
由实验结果可知，两种短路检测电路响应时间受温度影响不大，但短路峰值电流、峰值功率和短路能量随温度升高略有增加；当Udc=2kV，相比常规阻容式漏源极电压检测，该文所提方法的栅极电荷检测响应时间缩短了0.6μs，短路峰值电流和峰值功率明显减小，Tc=25℃时，短路能量降低约58.5%，Tc=150℃时，短路能量降低约52.8%；此外，随着Udc降低，常规阻容式漏源极电压检测响应时间明显增加，而该文所提方法的栅极电荷检测响应时间仍保持不变，当Udc=1kV，Tc=150℃，相比常规阻容式漏源极电压检测，该文所提方法的栅和峰值功率显著减小，短路能量降低约62.5%。因此，该文所提方法采用栅极电荷检测电路识别高压大功率SiC MOSFETs的HSF故障优势明显，且随母线电压降低，优势进一步扩大。
图19给出了Udc=2kV，不同Tc下采用该文所提方法的阻容式漏源极电压检测电路识别FUL故障的实验波形。
从图19可知，Tc=25℃，FUL故障下uds先下降到通态压降，约4.2μs后SiC MOSFETs才退出电流线性区，此时tblk已结束；从器件开始退出线性区到Ssc_desat翻转约1.6μs，比HSF故障减小约0.1μs，这主要是快速变化的duds/dt通过Cdesat支路加快Cbl的充电速度导致，当Ssc_desat有效高电平脉宽大于tfilter=0.5μs的滤波时间，FPGA判断识别到FUL故障，并下发关断命令，经tdelay=0.1μs的传输延时后SiC MOSFETs软关断，同时M1导通，闭锁漏源极电压检测功能，Ssc_desat翻转至低电平。当Tc从25℃升高至150℃，除SiC MOSFETs短路峰值电流和uds关断尖峰略有增加外，阻容式漏源极电压检测响应时间基本不变。
3、结论
论文基于3.3kV/750A高压大功率SiC MOSFETs的器件特性，详细对比分析了几种常用短路检测方法的适用性，提出一种阻容式漏源极电压检测与栅极电荷检测相结合的高压大功率SiC MOSFETs短路保护方法，并设计驱动样机对所提方法的有效性进行验证。所得主要结论如下：
1、相比低压小功率器件，高压大功率SiC MOSFETs开通过程减慢，漏源极电压检测消隐时间增大，HSF故障检测响应时间明显增加。
2、相比低压小功率器件，短路故障下高压大功率SiC MOSFETs漏极电流变化率显著降低，导致寄生电感检测电路输出电压幅值太小，抗干扰能力减弱，保护容易误动。
3、相比低压小功率器件，高压大功率SiC MOSFETs转移电容明显增加，正常开通和HSF故障下的栅极充电电荷差异更大，大幅提高了栅极电荷检测电路工作可靠性。
4、所提短路保护方法识别HSF故障优势明显，保护响应时间缩短了1.4μs，短路能量降低了62.5%；且能可靠识别FUL故障。
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