摘要:
针对电流型逆变器桥臂并联扩容时开关损耗较大的问题，对SiC肖特基二极管和Si快恢复二极管的正反向恢复特性、MOSFET并联均流特性以及容性状态下电流型逆变器工作过程进行了研究。提出了在电流型逆变器中用SiC肖特基二极管代替Si快恢复二极管以实现保持逆变器良好并联均流效果的同时降低逆变器损耗。分别搭建了基于Si快恢复二极管和SiC肖特基二极管的电流型逆变器实验平台以对比验证SiC肖特基二极管在系统扩容应用中实际效果。研究结果表明，在电流型逆变器中使用SiC肖特基二极管可以极大地降低逆变器损耗同时保持逆变器良好的均流效果，提高逆变器效率。
引言
目前，单相电流型逆变器在高频大功率感应加热电源中获得了广泛的应用。此类感应加热电源逆变器部分多采用经典的全桥结构，为使逆变器开关频率达到超高频级别并能可靠关断，逆变器开关器件一般选取MOS管与二极管串联的组合。在工业应用中基于系统扩容的需要，逆变器桥臂常选取多支此种组合并联。
然而由于在此类逆变器正常工作状态下，二极管为硬关断，在关断过程中会出现很强的反向恢复现象。当桥臂并联扩容时，为实现MOSFET的并联均流，往往会在其源极串联适当大小的电感。对于普通的Si快恢复二极管，由于硬关断时的反向恢复现象，会产生很高的关断电流尖峰以及电流变化率di/dt，其与线路的寄生电感作用产生较高的关断电压尖峰从而导致很大的开关损耗。因此逆变器无法同时做到在实现良好均流效果同时保持较低的开关损耗。
由于SiC肖特基二极管基本上没有反向恢复现象，可以极大地降低逆变器的开关损耗。
本研究提出在高频大功率电流型逆变器中采用SiC肖特基二极管，以在保持MOSFET良好并联均流效果的同时降低逆变器的开关损耗。
1、SiC肖特基二极管的特性分析
在超高频大功率电流型逆变器的应用中，肖特基二极管由于其为多子器件，理论上不存在反向恢复，因此可以极大地降低系统的开关损耗，然而由于现阶段器件制作工艺的限制，Si肖特基二极管无法做到很高的耐压等级（一般200√左右）。SiC肖特基二极管具有高得多的耐压等级（1200V），其具有肖特基二极管的一切优点，且这些优点不会因其导通电流和结温的上升而有非常大的变化。
1.1、SiC肖特基二极管的正反向特性
型号为SCS220KE2A的SiC肖特基二极管与DSP25-12A快恢复二极管的正向特性曲线如图1所示。可以看出对于SCT220KE2A，在时，其导通电流具有负温度系数，而在大功率逆变器的应用中二极管的导通电流一般是在大于这个值的工况下运行，电流的负温度系数有利于逆变器桥臂的并联均流。而对于DSP25-12A，在整个电流正常工作范围，其导通电流具有正的温度系数，这样在其应用到逆变器桥臂的并联时可能会造成均流失败。由于导通阶段漂移区少数载流子的聚集，Si快恢复二极管在从正向导通到反向阻断的过程中会有很大的反向恢复电流，从而导致了很大的开关损耗。相比而言SiC二极管是多子器件，它导通时不会储存少数载流子，也没有电导调制效应，故理论上不存在反向恢复。因此相比于Si快恢复二极管的。开关损耗非常小，而且其反向恢复电流与温度以及其正向导通电流无关，可以在任何环境下实现稳定快速的反向恢复，这也意味着其在开关过程中产生的噪声干扰更少。
功率等级相同时SiC肖特基二极管和Si快恢复二极管的反向恢复特性曲线如图1(c）、1（d)所示。
从图1中可以看出，随着正向导通电流的增加，Si快恢复二极管的关断电流尖峰增大，关断时间也延长，然而SiC肖特基二极管的关断电流尖峰和关断时间与导通电流基本无关。
1.2、损耗对比
二极管的损耗由导通损耗P、阻态损耗P和开关损耗P构成。该电流型逆变器输入电压U=200V,输入电流I=10A,开关频率f=250kHz,按t=25℃工作时从数据手册中读取相关数据。可见使用SiC二极管以后，其总损耗减少了近75%，也就是说仅将Si快恢复二极管替换为SiC肖特基二极管即可极大地降低系统损耗。
器件的参数及其理论计算结果如表1所示。
2、电流型逆变器拓扑分析
逆变器基本结构以及单桥臂扩容图如图2所示。
对图2（a）所示逆变电路，逆变器输入串联大电感，等效为恒流源，正常工作时开关器件M、M，和M2、M4轮流开通和关断，负载侧得到近似为矩形波的交流电流，其幅值为直流侧滤波电感输出电流值1由于在正常工作时，逆变器负载处于准谐振状态，负载回路对其电流中接近谐振频率f的基波分量呈现高阻抗，而对于其他高次谐波成分则呈现低阻抗，谐波电压分量被衰减掉，所以负载两端的电压波形接近为正弦波。
假设负载固有频率为f0，由于逆变器的工作频率由器件的开关频率决定，因此根据开关频率的大小对应逆变器有感性、中性和容性3种工作状态。但是由于当逆变器处于感性状态时换流过程为强制换流，同时由于线路寄生电感的影响从而产生了很高的关断电压尖峰，该尖峰对二极管的耐压等级提出了很大的挑战，同时由于逆变器很难保持始终工作在中性状态，因此综合各方面因素考虑，在电流型逆变器的运行中始终使其工作在弱容性状态。下面分析逆变器在该状态下的换流过程。
容性状态逆变器换流波形如图3所示。
3、逆变器的扩容
高频逆变器的扩容通常采用多个MOSFET并联，但若MOSFET自身参数和电路参数不匹配，将导致器件并联应用时出现电流分配不均的问题。严重的电流分配不均,会使并联的MOSFET过载,甚至烧坏。在逆变器桥臂的扩容中，常在MOSFET的源级串入适当大小的换流电感L，以改善各MOSFET支路间电流不均（L,=L=La）的问题，采取该均流措施后单个桥臂的电路结构如图2（b）所示，其中L，为限制逆变器换流过程中电流上升率而添加的换流电感。在容性状态二极管为硬关断，对于Si快恢复二极管，由于其关断时出现很强的反向恢复现象，产生很高的反向恢复电流变化率di/dt,其与线路电感Lx、Ls作用产生很高的反向恢复电压从而使逆变器电路产生很高的开关损耗。因此很难做到在保持桥臂良好均流特性的同时维持车而由前面分析可知，将S快恢复二极管替换为SiC肖特基二极管可以解决均流和降低开关损耗之间的矛盾。
4、实验
为了验证SiC肖特基二极管在电流型逆变器应用中的良好效果，本研究按图2（a）所示的逆变器结构分别搭建了基于Si快恢复二极管和SiC肖特基二极管的2kW250kHz电流型逆变器实验平台。各桥臂以图2（b）方式连接，n=2。电路主要技术参数：输入电压200V，电流10A,逆变器开关频率250kHz。
在容性状态开关频率f=250kHz,稳态电流Ia=10A时，分别使用Si快恢复二极管与SiC肖特基二极管的逆变器桥臂电流波形如图4所示。
从图4可以看出，使用SiC肖特基二极管的逆变器，其开通电流尖峰为20A,而使用Si快恢复二极管的逆变器，其开通电流尖峰达到了32A。由此可见，使用SiC肖特基二极管比Si快速恢复二极管的逆变器电流尖峰减少了约37.5%。
测量单个桥臂的输入电压波形，弱容性状态下分别使用SiC肖特基二极管与Si快恢复后桥臂T，的输入电压波形如图5所示。
从图5可以看出，在具有同等Ls与Lx情况下，采用SiC肖特基二极管的电路，其反向恢复电压尖峰明显降低，因此极大地降低了器件的电压应力。
测量使用SiC肖特基二极管时T1，桥臂中两支路电流波形如图6所示。
可以看出，此时两路MOSFET的暂态电流和稳态电流基本重合，说明此时桥臂具有很好的静态和动态均流效果。损耗对比如图7所示。
可以看出，在逆变器中将Si快恢复二极管替换为SiC肖特基二极管后器件的开关损耗大大降低，从而也降低了器件的电压电流应力。
为评估变换器的整体性能，本研究分别测试采用SiC肖特基二极管和Si快恢复二极管时电路的效率，结果如图7（b）所示。在使用SiC肖特基二极管以后系统的整体效率提高了近5%，说明逆变器的效率有了极大提高，
5、结束语
本研究通过分析对比了SiC肖特基二极管与Si快恢复二极管的基本电气特性，表明SiC二极管具有导通电流负温度系数、易并联的特性和几乎无反向恢复现象等优势；并结合逆变器的运行特点提出在高频大功率电流型逆变器中采用SiC肖特基二极管以解决桥臂并联均流与降低器件开关损耗之间的矛盾；最后分别搭建了两台基于SiC肖特基二极管与Si快恢复二极管的实验平台。
实验结果表明，将逆变器中的Si快恢复二极管替换为SiC肖特基二极管可极大地降低逆变器损耗，提高逆变器整体效率同时保证桥臂良好的并联均流效果，为以后在提高逆变器效率的应用中提供了思路。
如您对我们的产品感兴趣，欢迎联系
我们将为您提供高效、贴心的解决方案！
咨询电话：135 1009 9916（微信同号）
↓ ↓ 点击图片免费领取产品规格书 ↓ ↓ 
想深入了解碳化硅功率器件产品知识？点击→「碳化硅（SiC）课堂」获取详情！
