基于碳化硅(SiC)材料的第三代宽禁带功率器件的出现，推动着电力电子变换器朝着高频化、高功率密度、小型化方向发展。但随着开关速度的提高，电路中寄生参数的影响越来越大，导致桥式变换器存在严重的串扰问题。文中根据SiC金属–氧化物半导体场效应晶体管(metal-oxidesemiconductorfield-effecttransistor，MOSFET)的工作特性，在RCD(电阻-电容-二极管)电平移位的驱动电路基础上提出一种新型的串扰抑制驱动电路。该电路通过电容和可控低压器件串联，并利用电路自身电压差驱动可控器件，为串扰电流提供一条低阻抗吸收回路，可有效地对串扰问题进行抑制。建立串扰抑制驱动电路的等效电路模型，推导得到该电路结构中电容容值与串扰电压峰值的量化关系，为该电路结构的设计提供理论依据。最后，通过双脉冲实验测试验证所提出电路的有效性及等效模型和理论计算的正确性。实验结果表明，与传统驱动电路相比，提出的串扰抑制驱动电路能够在不同电压与电流工况下，在保证开关速度的前提下，很大程度上抑制串扰尖峰电压。
引言
近年来，第三代宽禁带半导体材料得到了广泛研究和蓬勃发展。其中，基于碳化硅(SiC)材料的功率半导体器件以其导通电阻小、热导率高、开关速度快、耐压高等优点成为高压大电流应用领域替代Si型器件的最有潜力的新型器件。相比于Si材料，基于SiC的功率器件导通电阻更低且寄生电容更小，产生的导通损耗和开关损耗更低。随着开关速度的进一步提高，功率变换器的无源器件参数和尺寸进一步减小，可提高功率密度和降低成本。然而，SiC器件最大允许的栅极正负压峰值较小，当开关速度进一步提高将导致更大的dv/dt和di/dt，使得电路和器件中的寄生参数的影响更严重。通常，常用的桥式电路中的功率管处于高速的开关动作时，两管在各自的开关动作时会对对称管的栅极造成较大冲击，形成串扰问题。正向电压过冲若超过另一管的栅极开启电压时，则会导致该管的误开起，引发桥臂直通；负向电压尖峰若超过另一管的最大允许反向栅极电压，则会损坏开关管，影响开关过程和整个电路的稳定性。因此，在SiC金属–氧化物半导体场效应晶体管(metal-oxide-semiconductorfield-effecttransistor，MOSFET)器件的推广应用过程中，研究具有串扰抑制的快速高效驱动电路具有重要意义。
对于SiC MOSFET功率器件的串扰抑制问题，国内外学术界和工业界展开了广泛研究，下面对研究现状进行总结。提出了在开关过程中的米勒平台时期通过增大驱动电阻，减小栅源极的dv/dt变化的方法，但该方法在降低开关速度的同时，增大了开关损耗；提出了在关断稳态时期通过栅源极并联电容，增大其等效电容，从而抑制栅源两端电压过冲，但同时降低了开关速度，增加了开关损耗；在栅源极间并联可控开关与电容串联构成低阻抗吸收回路，通过额外驱动信号控制开关，该种方法提高了控制难度和复杂度；提出了一种有源驱动电路，其通过在SiC MOSFET开关过程的特定阶段内增加驱动电阻阻值和减小栅极电流的方式抑制栅极电压过冲。但监测开关过程具有一定难度，提高了控制的复杂度，且增大了开关损耗；提出了RCD(resistor–capacitor–diode)电平移位负压驱动电路，以此来抵消正向串扰，解决了器件由于误导通而导致桥式电路直通的问题，但该方法不但无法抑制负向电压串扰干扰，反而加剧了负向串扰，容易导致开关管损坏，且开关启动到稳态的瞬态过程太慢；提出一种RCD电平移位负压驱动电路，并且增加米勒钳位电路提供一条低阻抗驱动回路用来吸收串扰电流，但是其驱动回路额外增加了两个可控开关，因此等效串联了两个结电容Cds，降低了开关速度，此外，该电路利用驱动回路吸收串扰电流，其抑制能力受限。
本文基于RCD电平移位负压驱动电路的基础上，提出一种新型串扰抑制驱动电路。该电路由利用电路自身压降导通的MOSFET与电容串联构成，并将该电路与器件栅源极两端并联，为高频串扰电流提供一条低阻抗放电支路，对串扰进行抑制。最后，对提出的串扰抑制驱动电路进行可行性和有效性的实验验证。
1SiC MOSFET的开关特性
图1为一个带有电感负载的半桥电路，Q1和Q2为MOSFET开关管。电路各处寄生参数标注如图1所示。上管(Q1)的寄生参数包括寄生电感、极间寄生电容，分别为：Lqd_h、Lqg_h、Lqs_h、Cgd_h、Cgs_h、Cds_h；下管(Q2)的寄生参数包括寄生电感、极间寄生电容，分别为：Lqd_l、Lqg_l、Lqs_l、Cgd_l、Cgs_l、Cds_l。虚线框外部电路的寄生参数包括栅极驱动的寄生电感和功率电路中的寄生电感，分别为：Llg_h、Lld_h、Lls_h、Llg_l、Lld_l、Lls_l。Rg_h和Rg_l分别是上管和下管的栅极驱动电阻；L为加在下管两端的负载电感；Cdc为母线电容；Vdc为母线电源。
图2为该电路的典型开关波形。假设下管Q2一直保持关断，上管Q1进行开通关断，续流时电感电流保持不变。
图2开通过程和关断过程均可分为4个阶段，下面将对每个过程的工作原理进行简单分析。本文分析过程中的驱动信号均指给Q1的信号。
1.1开通过程
1、第1阶段(0—t1)。
在Vgs_h达到Vth导通阈值电压前，驱动电流给输入电容Ciss(Cgs_h+Cgd_h)充电。此时，绝大多数电流给电容Cgs_h充电。该阶段因为Vgs_h还未达到阈值电压Vth，故Q1还处于关断状态，此时漏源极电压Vds_h和漏极电流Id_h保持不变。下管Q2体二极管和电感续流，所以Id_l为-Id保持不变。
2、第2阶段(t1—t2)。
Vgs_h上升至大于阈值电压Vth并低于米勒平台电压Vmiller时，驱动电流仍然给输入电容Ciss充电。此时Q1开始导通，处于Q1的线性区。变化的漏极电流作用在功率回路的寄生电感上产生感应电势，导致Vds_h陡降，而后基本维持不变。此时Id_l正向增加。
3、第3阶段(t2—t3)。
Vgs_h此时处于米勒平台电压Vmiller阶段，栅极电流只给Cgd_h充电，几乎不流经Cgs_h。Id_h处于饱和状态，Q1工作在饱和区。此时Vgs_h保持不变，而Vds_h迅速持续下降至通态电压。由于Q2较大的dv/dt变化，下管的栅漏极寄生电容Cgd_l产生感应电流流经栅源极寄生电容Cgs_l和驱动回路的并联回路，使得Cgs_l得到充电，栅极电压提高。同时，漏极电流Id_l的下降引起的di/dt变化作用在功率回路的寄生电感上导致源极电压下降。
4、第4阶段(t3—t4)。
Q1完全导通。此时栅极电流继续给输入电容Ciss充电直至饱和，Vgs_h逐渐上升至栅极驱动给定高电平。Vds_h和Id_h保持不变，开通过程结束。
1.2关断过程
1、第1阶段(t5—t6)。
驱动回路对输入电容Ciss开始放电，Vds_h和Id_h保持不变，Vgs_h逐渐下降至米勒平台电压Vmiller。
2、第2阶段(t6—t7)。
Vgs_h此时处于米勒平台电压Vmiller阶段，Vds_h由通态电压逐渐上升至外部直流电压。此时因Q2较大的dv/dt变化，下管的栅漏极寄生电容Cgd_l感应出反向的Igd_l流经栅源极寄生电容Cgs_l和驱动回路的并联回路，下管栅极电压降低。
3、第3阶段(t7—t8)。
由于Vgs_h持续降低至阈值电压Vth，Q1进入线性区，使得漏极电流Id_h线性下降。Vds_h因其寄生二极管作用，仍然维持在外部直流电压(因杂散电感作用产生过冲)。上升的下管漏极电流Id_l作用在下管源极功率回路的寄生电感上，提高了下管源极电压。
4、第4阶段(t8—t9)。
Vgs_h继续下降至关断稳态值，Vds_h和Id_h保持不变。电感负载L通过下管寄生二极管进行续流。
2、半桥串扰问题分析
综上开关分析过程可知，当电感有储能的情况下，下管的栅源电压Vgs_l在上管开通过程的t2—t3阶段会有栅极正向串扰电压，而在上管关断过程的t6—t7会有栅极负向串扰电压。
上管开通过程中当Vds_h快速下降时，Vds_l则快速上升。此时Cgd_l就会感应出位移电流Igd_l流经栅源极寄生电容Cgs_l和驱动回路的并联回路，对Cgs_l进行充电，栅极电压增加，如图3所示。此时因为续流电流Id_l的降低，在下管源极杂散电感中产生压降，降低了下管源极电压。从而提高了下管的Vgs_l电压。双重作用下，导致下管Q2的Vgs_l容易超过Vth导致误导通。
上管关断过程中Vds_h快速上升时，Vds_l会快速下降。下管的Cgd_l流过放电电流，方向如图4所示，从而导致栅极电压下降。此外，关断过程中，上管与下管二极管进行换流，下管变化的漏极电流作用在下管源极寄生电感上生成一个负方向的感应电势拉高了器件源极电势，从而导致栅源极电压降低。栅源极的负向电压虽然不会使MOSFET误导通，但是容易超过额定反向电压而损坏器件。
3、改进的串扰抑制驱动电路及等效模型分析
3.1、改进的串扰抑制驱动电路
上文详细分析了半桥电路串扰的产生机理，本节在快速负压关断的电平移位驱动电路的基础上提出一种新型串扰抑制驱动电路。
新型串扰抑制驱动电路如图5所示。在原有驱动回路基础，即由两个分压电容C2和C1和肖特基二极管D2、电阻R1、稳压管Dz构成的电平移位电路，提出了由低压N沟道MOSFET开关管Q3与串扰吸收电容C3串联的串扰吸收支路，Rg1为Q3驱动下拉电阻，通过电路本身电势差实现开通关断。接下来通过桥式电路具体分析该串扰抑制驱动电路的工作原理。
如图6所示，当上管开通时，下管因为dv/dt的变化流过位移电流，此时下管处于负压稳定关断的状态，所以Q3_l因为电路的电势差而导通，即下管的串扰吸收回路此时工作。此处不妨设定串扰抑制驱动电路的串扰吸收电容C3取纳法级别，该值远大于Cgs_l。由于串扰是高频震荡，串扰吸收电容为串扰吸收回路提供了低阻抗回路，Igd_l大部分都被串扰吸收回路所吸收，大大减小了给Cgs_l充电的电流，故在上管开通时下管的正向串扰电压可被大大减小。
如图7所示，当上管关断时，因为下管处于负压稳定关断的状态，此时串扰吸收回路工作，下管此时负向流动的Igd_l在低阻抗的吸收回路抽取更多的电荷，从而使流过Cgs_l的电流大大减小，故此时Cgs_l反向充电的效应减小，负向串扰电压大大减小。
3.2串扰抑制驱动电路建模与特性分析
因为下管处于负压稳定关断的状态，即电平移位电路优先达到稳态，可将电平移位部分等效成一个电压源，表示为Ud。同时，将开关瞬间加在下管漏源极两端的电压等效成一个电压源，由于开关速度极快，该电压源可近似成一个阶跃信号，表示为Uds。忽略串扰吸收支路中Q3的导通压降，开关瞬态等效电路如图8所示。
上管开通瞬间，此时Uds阶跃到母线电压Udc，产生的正向串扰位移电流Igd。仅考虑Uds，可得到以下状态状态微分方程式：
上管关断瞬间，此时Uds由母线电压Udc阶跃到0，产生反向串扰位移电流Igd。同理可求得Ugs(t)：
由式(5)与(7)可以拟合出正向串扰电压峰值Ugsmax+、反向串扰电压峰值Ugsmax-与串扰吸收电容C3的关系，如图9所示。图中：Vth表示阈值导通电压；Vgsmin表示栅源极最小允许电压；Vd表示本文中Ud的幅值，本文中负压关断是采取RCD电平移位结构，Vd的大小由稳压管Dz决定。如采取普通负压源关断Vd的大小即可由负压源决定。
基于此，可通过调剂负压关断时的电压幅值Vd和串扰吸收电容C3的大小使得正负向串扰电压于安全范围之内，防止MOSFET误导通和超过额定最大负压而损坏。
考虑到系统中的电容均为非线性量以及引入的串扰吸收支路对开关速度的影响，可用该方法初步选取串扰吸收电容C3的容值，后续可通过具体电路实验测试，在开关速度可接受范围内选取串扰抑制效果较好的最优值。
4、双脉冲测试验证和实验结果分析
4.1双脉冲测试验证
由于SiC MOSFET的结构和工艺特点，其内部带有并联的反向二极管。实际高速开关场合下，负载的电感量都较大，在器件关断后，电感电流会通过体二极管进行续流。在半桥电路中，上管开通时，二极管的换流在杂散电感上的压降就会对下管造成影响。所以在选择测试方法时，如果选择传统的单脉冲测试方法，则不能对负载电感进行储能，不能模拟实际的工况，为测试和验证半桥串扰问题，本文采用双脉冲测试(doublepulsetest)方法。
取半桥电路的下管为被测管子。在下管并联一个电感，并且使下管保持负压关断状态。首先在桥臂上建立母线电平，随后在上管栅极生成两个长短脉冲，第一个脉冲设置较长导通时间，用于给下管并联电感充电，负载电感电流(即流经上管MOSFET的电流)呈线性上升，并且跟导通时间成正比。电感电流用来模拟负载，当电流达到设定额定值时，将上管关断，电感通过下管体二极管续流。随后第二个脉冲到来，上管再次开通，通过观察此时的下管栅极电压串扰情况。在脉冲结束后，上管再次关断，观察此时下管栅极电压变化。
4.2实验结果分析
本文搭建了双脉冲测试平台进行驱动电路的实验验证，实验样机如图10所示。选择CREE公司生产的型号为C3M0065090J的SiC MOSFET为待测器件。由于该MOSFET上升时间为8ns，为了得到较为精准的测量结果，本文实验中使用的示波器选择了Tektronix公司带宽为500MHz的MDO3054；用Tektronix公司带宽为250MHz的探头TPP0250测量栅源极电压，ROHDE&SCHWAR公司带宽为400MHz的探头RT-ZH11测量漏源极电压；电流的测量使用了T&MResearch公司的带宽为2GHz的SSDN-010同轴分流器。串扰吸收支路使用场效应管FDN337N与陶瓷电容串联。最后，使用DSP28379作为控制器来产生触发信号。
上管导通时下管关注的是正向串扰，上管关断时下管关注的是反向串扰。基于此，以下实验中给出的是上管开通时正向串扰电压峰值和上管关断时的反向串扰电压峰值。
图11给出了更换串扰吸收电容C3对正向串扰电压峰值Ugsmax+和反向串扰电压峰值Ugsmax-的影响。Vd为实验中稳态关断电压值，为-4.4V。根据数据手册，图11中虚线给出了由式(5)与(7)拟合得到的串扰吸收电容C3与正向串扰电压峰值的计算值U'gsmax+和反向串扰电压峰值的计算值U'gsmax-关系曲线。V'd为理想稳态关断电压值，为-4.7V。由图11可知，当串扰吸收电容增大时，串扰电压峰值并不是随之线性变化的，而总体的趋势还是串扰电压峰值随着串扰吸收电容的增大而减小，证明了文中理论模型的正确性。此处，元器件的非理想特性和电路的寄生参数造成了测试结果的非线性以及稳态关断电压值的差异。
图12、13分别给出了正向串扰电压峰值Ugsmax+ 和开通时间ton，反向串扰电压峰值Ugsmax-和关断时间toff与不同串扰吸收电容的关系。由图可知，采用较大的串扰吸收电容虽然可以获得良好的栅源电压抑制效果，同时也会牺牲对管的开关速度。由图12、13可知，综合开关速度以及对串扰电压峰值的抑制情况，选取约1nF的串扰吸收电容，可在保证开关速度的前提下能对串扰电压峰值有较好的抑制效果。此处说明，下文实验测试条件均选取1nF串扰吸收电容值。
图14、15分别为下管处于稳定负压关断时，
加入串扰吸收支路前后上管开通或关断时的下管的串扰波形对比(Vdc=600V，Id=20A)。在上管开通时，未加入吸收电路的下管正向串扰电压峰值与稳态关断电压差值ΔV+为4.6V，而加入串扰吸收支路后ΔV+减小到2.6V。在上管关断时，未加入串扰吸收支路的下管反向串扰电压峰值与稳态关断电压差值ΔV-为5.4V，而加入串扰吸收支路后ΔV-减小到3V。对比可发现串扰吸收支路有效地改善了串扰电压的峰值同时也在很大程度上减小了电流震荡。进一步证实了本文所提出的驱动电路的有效性与可行性。
图16为在Vdc为600V时，不同电流工况下的开关速度对比。观察可发现几乎不影响关断速度，对开通速度的影响较小，在20A工况下最大延长2ns。
图17为在Id为20A时，不同电压工况下的开关速度对比。观察也可发现几乎不影响关断速度，对开通速度的影响较小，在400V工况下最大延长2ns。在目前碳化硅MOSFET器件的开关频率工作条件下，此延时的影响可以忽略。
综上不同电流工况以及不同电压工况的实验可以得到本文提出的串扰吸收支路对开关速度影响较小。
图18给出了在Vdc为600V时，不同电流工况下有无串扰吸收支路的串扰电压峰值对比。观察可发现，加入该串扰吸收支路在负压抑制正向串扰的基础上进一步减小了正向串扰电压峰值，在10A工况下正向串扰电压峰值最大减小1.6V。同时很大程度上减小了反向串扰电压峰值，在20A工况下反向串扰电压峰值最大减小2.6V。
图19给出了在Id为20A时，不同电压工况下有无串扰吸收支路的串扰电压峰值对比。观察可发现，加入该串扰吸收支路在负压抑制正向串扰的基础上进一步减小了正向串扰电压峰值，在300V工况下正向串扰电压峰值最大减小3.4V。同时很大程度上减小了反向串扰电压峰值，在600V工况下反向串扰电压峰值最大减小2.6V。
综上不同电流工况以及不同电压工况的实验可以得到本文提出的串扰吸收支路在工况上具有普适性，进一步证明了该串扰吸收支路抑制串扰的有效性。
5、结论
本文根据SiC MOSFET的开关特性以及桥式电路的寄生参数进行分析，对半桥驱动电路的串扰问题的产生过程进行了详细分析。针对SiC功率MOSFET受驱动寄生参数影响大的问题，提出了一种适合SiC MOSFET器件的驱动电路。该电路由低压可控器件和电容串联构成吸收支路，并联在器件栅源两端，为高频串扰电流提供串扰低阻抗吸收回路。论文建立了该电路的等效模型，并通过推导得到了电容容值与串扰电压峰值的量化关系。
论文通过实验验证，得到了以下结论：
1、本文提出的驱动电路对于串扰抑制是有效的，且所提出的电路模型是正确的。采用提出的驱动电路，仅需改变电容容值即可有效抑制在不同电压电流工况下的串扰尖峰电压。
2、本文提出的方案几乎不影响关断时间，并且对开通速度影响较小。在保证开关速度的前提下能够有效的抑制串扰电压以及电流震荡。
3、所设计的驱动电路在不同电压和不同电流
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