摘要:
碳化硅金属氧化物半导体场效晶体管（Silicon carbide metal-oxide-semiconductor field-effect transistor,SiC MOSFET）因其高工作频率和耐高温等优势得到广泛应用。然而，SiC MOSFET驱动电路存在的开关高电气应力、电压电流超调和开关振荡等问题降低了变流器的可靠性。为了提高系统的可靠性，本文提出了一种碳化硅MOSFET有源门极驱动的电压电流过冲快速检测电路。首先，分析SiC MOSFET的开通和关断过程，对漏 极电流上升阶段和下降阶段的电压和电流状态设计过冲快速检测电路；然后，为了抑制电压和电流尖峰，设计控制电路动态调节栅极电流；最后，根据原理图确定器件选型方案并搭建测试平台，分析所选器件的工作性能以及自身硬件延时情况。实验结果表明，本文所提设计方案能够快速检测电压和电流过冲状态，并有效抑制电压和电流尖峰。
引言：
相比于传统Si基器件，碳化硅金属氧化物半导体场效晶体管（Silicon carbide metal⁃oxide⁃semicon⁃ductor field⁃effect transistor,SiC MOSFET）在高频、高功率密度和高温等应用环境下更具有优势，已基本实现商业化。在驱动电路设计方面，由于SiC MOSFET具有更小的栅极电荷，开关速度更快，使得栅源极电压振荡问题更加突出。同时，开关过程中的漏源极电压和漏极电流超调问题也带来了不可忽视的电气应力威胁。因此，设计一个能充分发挥SiC MOSFET性能的驱动电路成为了当前研究的热点。
已有研究中，常规无源门极驱动电路（Conven⁃tional gate driver,CGD）通过预先设置驱动参数或添加无源器件可应对上述问题。该方法通常以增加栅极电阻或栅源极间并联电容等方式实现SiC MOSFET工作时电路参数保持不变。中为了解决电流和电压过冲问题在驱动电路中增加了栅极电阻。然而，该方法会导致开关损耗增加，用于SiC MOSFET时无法充分发挥其自身高开关速度的优势，一定程度上削弱了SiC MOSFET的优势。
在无源门极驱动电路基础上，通过增加反馈控制或有源器件可以进一步优化器件的开关性能，形成有源门极驱动电路（Active gate driver,AGD）。以功率器件开关时的电流变化率为检测对象，实现栅极电流动态调节。然而，设计辅助电路调节栅极电流较为复杂，因需要高响应速度使得驱动电路不易实现。通过检测SiC MOS⁃FET漏源极电压和漏极电流的状态动态切换驱动电压。由于切换电压提供的电平有限，且调节范围较窄，对电压电流的过冲抑制效果仍有局限性。抑制导通电流尖峰及关断电压尖峰的另一有效方法是增加变栅极电阻，检测SiC MOSFET漏源极电压和漏极电流状态判断其所处的阶段，以特定时间段接入特定的栅极电阻方式达到改善开关波形的作用。但该方法存在的主要问题是面对复杂工况难以发挥作用，为了覆盖多工况在电路中接入多开关管则增加了驱动电路设计的复杂性。
综上所述，无源门极驱动电路易于实现但无法充分发挥SiC MOSFET的开关性能优势，甚至会造成开关损耗增加。有源门极驱动电路增强了开关过程的可控性，但额外增加的运放或集成芯片会使驱动电路的设计和控制变得复杂。同时，设计高性能的驱动电路时需要考虑信号传输过程中的响应速度和响应时间，即有源驱动硬件电路从检测到发出控制信号的延迟情况。已有研究中需要检测漏源极电压和漏极电流等状态从而做出控制指令，但未对检测过程硬件的延时情况进行详细说明，使得电路的工作过程不够透明，难以进一步分析驱动电路设计的优越性。
为了充分发挥SiC MOSFET的应用优势，本文设计了一个电压电流过冲状态快速检测的有源门极驱动电路。首先通过分析SiC MOSFET的导通和关断过程，确定以漏极电流变化率、漏源极电压变换率和栅极电压作为快速检测目标设计状态检测电路；然后设计控制电路对栅极电流进行主动调节；最后，给出详细的电路设计方案和器件选型结果，搭建测试平台进行实验验证。
1、SiC MOSFET开关特性
SiC MOSFET的开通过程可以区分为四个阶段，分别是导通延迟阶段（t0～t1）、漏极电流上升阶段（t1～t2A）、漏源极电压下降阶段（t2A～t3）和完全导通阶段（t3～t4）。同理，关断过程也可分为四个阶段，分别是关断延迟阶段（t5～t6）、漏源极电压上升阶段（t6～t7A）、漏极电流下降阶段（t7～t8）和完全关断阶段（t8～t9）。SiC MOSFET的开通和关断特性曲线如图1所示。
图1展示了脉冲宽度调制（Pulse width modula⁃tion,PWM)VEE曲线、漏极电流Id曲线、漏源极电压Vds曲线、驱动电压Vgs曲线、栅极电流ig曲线。其中，VCC为正向驱动电压、VEE为负向驱动电压、Vdc为直流母线电压。同时，由于漏极电流上升速率受栅极电流的影响，因此开通过程中，在漏极电流上升阶段，通过减小栅极电流可有效抑制电流过冲，减小的电流为ig-ig1。关断过程中，在漏极电流下降阶段减小栅极电流能够降低电流下降速率，进而有效抑制电压过冲，减小的电流为-ig+ig2。
2、有源门极驱动电路硬件设计
有源门极驱动电路原理图如图2所示，所设计的有源门极驱动电路包括状态检测电路和执行电路。状态检测电路可分为开通状态检测电路和关断状态检测电路，执行电路包括栅极电流分流电路和栅极电流注入电路，主要负责接收检测信号并控制开关管接入功率器件栅极端，实现栅极电流的动态调节。
2.1开通状态检测电路
SiC MOSFET开通过程存在的振荡会干扰信号检测导致错误判断。为了降低误判率，本文设计的开通状态检测电路由电流上升速率d Id/dt检测电路和驱动电压Vgs⁃on检测电路组成。其中，利用SiC MOSFET的开尔文源极与功率源极之间存在的寄生电感LsS可以检测电流上升速率。其原理是快速变化的漏极电流Id会在寄生电感LsS上产生恒定数值的感应电压VsS，转换关系为：
在此基础上，通过设定阈值电压Vr3并与VsS进行比较，则可判断器件当前是否处于电流上升阶段。而Vgs⁃on检测电路则需要设定比较器阈值电压区间[Vr1,Vr2]，当驱动电压处于区间范围内时则认为器件处于开通状态。
由图2可知，电流上升速率检测电路由肖特基二极管D1，分压电阻R8、R9和比较器OP3组成，二极管D1用于排除关断过程中的干扰信号，比较器的阈值电压Vr3可计算为：
其中，Vth＿in为器件开通时内部测得的阈值电压；gfs为SiC MOSFET的跨导；LS为功率源极的寄生电感；Rg为栅极电阻；Ciss为输入电容。此外，分压电阻R6、R7，比较器OP1、OP2以及逻辑与门AND3构成了Vgs⁃on检测电路，阈值电压Vr1和Vr2的取值可分别计算为：
其中，Vmiller为米勒平台电压，Vth为器件导通阈值电压。由于漏极电流上升阶段持续的时间非常短，为了获取最佳的控制性能，开通状态检测电路检测时间总和需远小于电流上升的时间。表1给出了开通状态检测电路所选器件的硬件响应延时情况。
2.2栅极电流分流控制电路
栅极电流分流电路是一个信号执行电路，利用开通状态检测电路AND1的输出信号判断是否需要在驱动回路上接入旁路电路，实现部分栅极电流分流。如图2的区域（2）所示，控制电路由双极性结型晶体管（Bipolar junction transistor,BJT）射极跟随电路、NMOS开关管（MOS1）、单向二极管和电流分流调节电阻R10组成。同时，分流电路选用器件的响应延时不能过长。表2给出了开通状态控制电路所选器件的硬件响应延时情况，根据数据手册计算得到总延时为27.0～38.4 ns。
为了进一步测试选用器件的响应延时，需要对开关过程中检测电路的硬件延迟进行实验测试，测试电路如图3所示。
输入信号A1是一个大于Vr3的信号，可以使得OP3持续输出高电平；A2为模拟PWM的输入信号；A3为中间端的逻辑与门输出信号；Aout为输出信号，测试结果如图4所示。
由图4可以看出，有源驱动硬件电路从检测到发出控制信号延迟平均在40 ns左右，而本文所使用的CAS300M12BM2模块开通电流上升和关断电压上升持续时间分别为168 ns和105 ns，因此所选器件的检测速度符合应用要求。
2.3关断状态检测电路
类似于开通状态检测电路，关断状态检测电路由漏源极电压上升速率d Vds/dt检测电路和驱动电压Vgs⁃off检测电路组成。前者利用RC微分电路将漏源极电压上升速率转化为恒定的电压信号Vref，转换关系式为：
在此基础上，通过设定比较器阈值电压Vr6并与Vref进行比较则可判断器件当前是否处于电压上升阶段。比较器的阈值电压Vr6可计算为：
其中，Cgd为栅漏极电容，R3和R4为分压电阻。而驱动电压Vgs⁃on检测电路则需要设定比较器阈值电压区间[Vr4,Vr5]，当驱动电压处于区间范围内时则认为器件处于关断状态。比较电压Vr4和Vr5的计算公式分别为：
其中：R1、R2为分压电阻；Vgs(t7A）为t7A时刻的驱动电压Vgs的值，即输入电容Ciss的初始电压为米勒电压Vmiller并经过tif放电时间后的电压值，其计算公式为：
其中，tif为t7A和t7的时间差，其计算公式为：
其中，Cgs为栅源极电容。结合硬件电路对响应时间的要求，选用的单路电压比较器（OP6）、双路电压比较器（OP4、OP5）和逻辑与门（AND2、AND4）器件同表1。
2.4、栅极电流注入控制电路
栅极电流注入电路通过接收关断状态检测电路AND4的输出信号判断是否需要向栅极端注入正向电流。由图2的区域（4）所示，控制电路由BJT射极跟随电路、PMOS开关管（MOS2）、单向二极管和电流分流调节电阻R5组成。此外，分流电路选用器件的响应延时不能过长。关断状态控制电路中的BJT射极跟随电路器件与表2相同，MOS2选择了BSS308PE(PMOS），响应延时为20.8～31.4 ns。
3、双脉冲实验
为了验证本文设计的有源驱动电路的有效性，搭建了如图5所示的双脉冲实验平台。
采用的SiC MOSFET模块的型号为CAS300M12BM2，模块参数如表3示。
各仪器设备的具体参数如表4所示。
实验条件设置中，直流端母线电压为300 V，负载电流为110 A，驱动电路的栅极电阻Rg为6.8Ω。为了验证设计的有源驱动电路的优越性，设置对比实验与传统驱动电路进行对比。
3.1开通过程实验验证
开通过程特性波形对比如图6所示，与使用CGD方案的电路相比，使用AGD方案的电路开通电流过冲量降低了27 A，减小了44.3%。同时，使用AGD方案的漏极电流Id波形振荡幅度更小，振荡周期更少、时间更短，可以使器件快速进入稳定状态。
开通过程中，理论设计的栅极电流减小时间为漏极电流ig上升的后半段。在图6中可观察到电流上升持续时间为110 ns，触发信号经过检测电路延时后在电流上升的后半段开启分流电路的MOS1管，达到预期设计的控制效果。开通状态检测电路的其他逻辑脉冲延时情况如图7所示。
在t1～t2A阶段，Vgs⁃on检测电路AND3输出高电平，感应电压VsS分压后仍大于设定比较电压Vr3，使得OP3输出高电平。此时，逻辑与门AND1接收两路高电平信号后输出高电平控制MOS1管导通。经过约60 ns的延时后，分流电路在Id上升的后半段被导通，栅极电流ig经过电阻R10流向地端，栅极电流减小为ig-ig1，漏极电流的变化率也随之减小，相应的开通电流过冲量减小。在t2A～t3阶段逻辑与门AND1输出低电平控制MOS1管关断，电流分流电路被阻断，栅极电流恢复至ig。
3.2关断过程实验验证
关断过程特性波形对比如图8所示，与使用CGD方案的电路相比，使用AGD方案的电路关断电压过冲量降低了28 V，减小了53.8%。同时，使用AGD方案的电路漏源极电压Vds波形振荡幅度更小，振荡周期更少时间更短，可以使器件快速进入稳定状态。
关断过程中，综合考虑触发延时情况，电路设计的栅极电流减小时间为漏源极电压Vds上升的后半段以及漏极电流Id下降的前半段。由图8观察到的Vds持续时间105ns，当触发信号经过检测电路延时后基本在电压上升的后半段开启分流电路的MOS2管，达到预期设计的控制效果。关断状态检测电路的其他逻辑脉冲延时情况如图9所示。为了降低检测电路硬件延时（实验测试延迟平均为40ns左右）对最佳调控时间的影响，在漏源极电压Vds上升的后半段开通电流注入电路，漏极电流下降的前半段关断注入电路。在t6～t7A阶段，Vgs⁃off检测电路AND2与比较器OP6输出高电平后，逻辑与门AND4输出高电平控制MOS2导通。此时，电流注入电路被导通，向栅极端注入正向电流，栅极电流为-ig+ig2，使得关断电压过冲量得到减小。
在t7A～t8阶段逻辑与门AND4输出为低电平后MOS2管及时关断，电流分流电路被阻断，栅极电流恢复至ig。实验中，传统驱动电路与有源门极驱动电路的栅极电流实验波形如图10所示。
图10 AGD与CGD的栅极电流波形对比:(a)开通波形;(b)关断波形
可以看出，在电流上升阶段与电压下降阶段，所提出的有源门极驱动电路方案能够有效实现在特定阶段降低栅极电流，而器件处于其他过程时的栅极电流曲线保持一致。这说明所提出的基于开关瞬态反馈的SiC MOSFET栅极电流动态调节电路的控制信号发生时间精确，且具有良好的实时性和有效性。
通过对器件开关时的电流电压进行积分可获得相应的开关损耗。AGD和CGD的损耗变化波形如图11所示。AGD和CGD在双脉冲电路中的表现数据如表5所示。
结合图11和表5可知，AGD开关总损耗为16.9 mJ,CGD开关总损耗为12.2 mJ。相比于CGD，应用所设计的AGD平均损耗增加，开关过程产生的损耗多了38.5%。然而，AGD开关过程中电流过冲量减小了44.3%，关断电压过冲量减少了53.8%，极大地降低了开通漏极电流和关断漏源极电压的平均过冲量，避免器件误开关，甚至损坏器件。因此，增加的开关损耗是可以接受的。
4、结论
本文针对SiC MOSFET应用过程中存在的电压电流过冲和驱动电路的可靠性问题，提出了一种电压电流过冲状态快速检测的有源门极驱动电路设计。对SiC MOSFET的开关过程进行分析，确定以漏极电流变化率、漏源极电压变化率和栅极电压作为快速检测目标设计状态检测电路，所设计的检测电路硬件平均耗时为40 ns。在此基础上，设计控制电路对栅极电流进行分流与注入调节。最后，搭 建测试平台进行了实验测试，实现了电压电流过冲抑制，使得SiC MOSFET更快进入稳定状态，整个SiC开通、关断过程的电流上升和电压上升时间为105～110 ns。此外，本文给出详细的电路设计和器件选型方案，在考虑硬件延时的基础上使得驱动电路的工作流程更为透明，有利于设计更合理更有效的控制策略，具有重要参考意义。
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