摘要:
SiC MOSFET依靠开关速度快、导通电阻小、损耗低等优势，逐渐在高频高压场合中替代传统Si功率器件。伴随着开关速度的提高，SiC MOSFET在桥式拓扑中引发的开关串扰问题也更为严重。论文针对半桥电路中因SiC MOSFET高速开关动作产生的串扰电压，建立了数学模型并分析了串扰电压的影响因素。提出一种由辅助三极管与无源器件组成的新型串扰抑制驱动电路，减少了传统串扰抑制方式增加驱动电路控制复杂性的弊端并且成本低廉较易实现。通过仿真与实验验证了所提串扰抑制驱动电路的有效性。
引言
SiC MOSFET凭借高耐压等级、高开关速度以及导通电阻低等优势，近年来在大功率高频高压场合的应用成为了研究热点。然而随着开关速度及工作频率的提高，当SiC MOSFET应用在桥式拓扑结构中时，器件在高速开关过程中会引发开关串扰问题。开关串扰指的是当桥式结构中同一桥臂上某一开关管进行开通或者关断动作时，会使其对管造成较大的漏源极电压变化率，进而在栅漏极寄生电容上产生串扰电流流入驱动回路，在原本处于关断状态下的对管栅源极间形成尖峰电压。由于SiC MOSFET的开通阈值电压相比于传统SiMOSFET较小，栅源极间形成的正向尖峰电压很可能会引发器件误开通，造成桥臂短路故障。负向尖峰电压若超过器件负压耐受值，将会造成器件性能退化甚至损坏。开关串扰现象是目前SiCMOS-FET在高速应用中所面临的重要挑战。
面对SiC MOSFET应用中的开关串扰问题，需要合理设计驱动电路以确保串扰电压控制在可靠范围内，保障电路工作稳定性。传统驱动电路中所采用的串扰抑制方案主要有以下几种：
1、提出在栅源极间单独添加辅助电容的方式来抑制串扰，本质上降低了开关速度，且串扰抑制效果一般。
2、设计了一种在栅源极间添加辅助MOS管和电容串联的抑制方式来抑制串扰，驱动辅助MOS管需要增添额外的驱动控制信号，增加了电路的控制复杂性。
3、利用电阻、电容以及二极管组成RCD回路，在器件关断时产生负驱动电平，实现了正向串扰的有效抑制，但加剧了负向串扰的影响。
4、基于米勒钳位策略，通过添加两个辅助MOS管以及二极管来调节驱动回路阻抗，新增的辅助MOS一样需要添加额外的控制信号，增加了驱动电路的复杂性和成本。
本文提出一种带有米勒钳位辅助支路的新型串扰抑制驱动电路，在不增加电路控制复杂性的下通过辅助三极管及无源器件构成低阻抗支路来抑制串扰。
2、开关串扰产生过程分析与建模
基于传统驱动电路的半桥电路原理图如图1所示。上管QH及下管QL构成了一个半桥式拓扑电路，无其他特殊说明外，以下尾标“H”“L”分别代表上下管的相关参数。其中，Rg为栅极驱动电阻，Cgd、Cgs、Cds分别为器件的栅漏极寄生电容、栅源极寄生电容、漏源极寄生电容，Lg、Ld、Ls分别为器件的栅极寄生电感、漏极寄生电感、源极寄生电感，C0为上下管栅源极并联电容，VDC为直流母线电压，L为功率侧负载电感。在接下来的分析当中，以下管QL始终保持关断状态为例，上管QH进行开通关断动作。
2.1开关串扰产生过程分析
QH开通瞬态半桥电路的工作原理如图2所示。在上管QH的栅源极电压开始上升之前，电路中QL的体二极管进行续流。当QH的栅源极电压从零上升至阈值电压时，器件开通。QL的漏源极电压VdsL快速上升至母线电压VDC。由于QL栅漏极寄生电容CgdL的存在，快速变化的漏源极电压VdsL会使电容CgdL上产生串扰电流进而流入驱动回路，该电流在栅源极寄生电容CgsL上会形成一个方向如图2所示的正向尖峰电压VgsL+，从而对QL的栅源极电压形成正向串扰，当QL正向串扰电压VgsL+超过器件阈值电压值时，将会引起器件误导通，轻则增加不必要的损耗，严重情况下会导致桥臂短路。
QH关断瞬态半桥电路的工作原理如图3所示。QH开通动作完成之后器件导通，其栅源极电压维持一段时间开始下降，QH进入关断过程。QL体二极管的续流电流开始缓慢上升，漏源极电压VdsL也由母线电压VDC迅速下降至零，与开通过程类似，由于QL栅漏极间电容CgdL的存在，快速变化的漏源极电压VdsL会使得电容CgdL上产生串扰电流，在QL的栅源极寄生电容CgsL上形成一个方向如图3所示的负向尖峰电压VgsL-。若负向串扰电压值超过器件负压耐受值时，长期运行会影响器件寿命，降低电路工作可靠性。
2.2串扰电压建模
为了分析在上管QH开关过程中，下管QL受到影响所形成的串扰电压，将下管QL的驱动电路等效为图4所示的RC电路。
根据基尔霍夫电压、电流定律，列写RC回路方程有
由式（1）、（2）整理可以得到表达式：
假设QL漏源极电压VdsL的上升速率为Sr，则Vd⁃sL可以表示为
将式（4）代入式（3），则上管QH开通瞬态时，QL栅源极正向串扰尖峰电压可以表示为
由式（5）可以看出，QL栅源极正向串扰电压值与CgdL、CgdL、Sr以及RgL有关。关于QL栅源极负向串扰电压的分析，与上述方法相似，不同的是QL漏源极电压VdsL的下降速率为-Sr，则负向串扰尖峰电压可以表示为
从上述对串扰电压的建模中可以看出，串扰电压值与多种电路参数有关，其中包括器件固有寄生参数CgdL、CgsL，一般由电路中所选取的SiC MOSFET的芯片内部工艺决定，使用者无法改变其值，驱动电阻RgL与串扰电压之间呈近似正比关系。漏源极电压VdsL上升下降速率是串扰电压产生的根源，它与母线电压VDC的大小以及器件驱动电路设计有关，母线电压VDC的大小视具体工况决定，而器件驱动电路的设计对抑制串扰具有决定性作用。
3、开关串扰抑制驱动电路的设计
本文基于栅极回路阻抗控制策略，提出了一种带有米勒钳位辅助支路的新型串扰抑制驱动电路，在不增加电路控制复杂性的基础上，仅通过辅助三极管及简单无源器件在器件处于关断状态时实现开关串扰的抑制。图5为具体电路图，其中RgH、RgL为栅极驱动电阻，D1H、D1L为提升器件关断速度的快恢复二极管，T1H、T1L为PNP型辅助三极管，D2H、D2L为辅助肖特基二极管，C1L、R1L分别为辅助电容和辅助电阻，三极管和无源器件的具体型号及设计参数将在第3节中给出。
3.1正向串扰抑制
图6为上管QH开通瞬态下管QL的电路原理图。在上管QH开通瞬态，下管QL漏源极电压VdsL迅速上升，所产生的串扰电流经过电容CgdL流入驱动回路，在驱动电阻RgL上产生一个方向如图6所示的压降，通过设定合理的驱动电阻值使得该压降能够达到辅助三极管T1L的导通压降，即发射极电位高于基极电位且大于0.7V，使得三极管完全导通，此时一部分串扰电流被分流进而流向由辅助三极管T1L与辅助电容C1L串联所构成的支路，通过提供一个低阻抗路径来有效抑制正向串扰尖峰电压，从而降低器件误导通的风险。
3.2正向串扰抑制
图7为上管QH关断瞬态下管QL的电路原理图。在上管QH关断瞬态，下管QL漏源极电压VdsL快速下降，QL寄生电容CgdL开始放电，所产生的串扰电流一部分流向由辅助电容C1L与二极管D2L串联所构成的支路，该支路减小了驱动回路之间的阻抗，一定程度上起到了抑制负向串扰尖峰电压的作用，辅助电阻R1L用以吸收辅助电容C1L中所存储的电荷从而减少辅助支路对器件开关性能的影响。
4、仿真与实验验证
4.1仿真验证
为了验证本文所提出的串扰抑制驱动电路的有效性，首先在LTspice仿真软件中搭建了半桥电路，对比传统驱动电路与新型驱动电路的串扰抑制效果。
仿真电路中SiC MOSFET采用cree公司型号为C3M0016120D模型，额定电压电流分别为1200V/115A，导通电阻16mΩ。其余器件参数如表1所示。
上管QH开通瞬态的仿真波形如图8所示，采用传统驱动电路时下管QL的正向串扰尖峰值为2V，采用新型驱动电路后尖峰值下降至-0.7V，降低了器件误导通的风险。上管QH关断瞬态的仿真波形如图9所示，采用传统驱动电路时下管QL的负向串扰尖峰值为-8.8V，采用新型驱动电路后尖峰值下降至-6.3V，从仿真结果可以看出新型串扰抑制驱动电路在抑制正向及负向串扰方面均有很好的抑制效果。
4.2实验验证
最后基于半桥电路平台，对所提新型串扰抑制驱动电路进行进一步实验验证，本文使用cree公司型号为C3M0016120D的SiC MOSFET，辅助二极管D1,D2选用快恢复二极管ESID，辅助三极管T1选取PNP型三极管，型号为FZT753TA，其余参数设置如表1所示。
图10给出了直流母线电压VDC=600V，漏极电流id=24A，驱动电阻Rg=10Ω的条件下，传统驱动电路的测量波形，当上管QH开通时，下管QL的正向串扰尖峰值为+1.2V，当上管QH关断时，下管QL的负向串扰尖峰为-8V，本文所采用的SiCMOS-FET的负压耐受值为-9V，两者十分接近，这给器件的长期运行带来潜在的可靠性问题。
在加入新型驱动电路后，测量波形如图11所示，正向串扰尖峰电压由+1.2V下降到了-1.5V，负向串扰尖峰电压则由-8V下降到了-5.8V，本文采用的SiC MOSFET阈值电压为3.6V，可以有效避免产生器件误导通的风险，由实验结果可以看出，新型串扰抑制驱动电路相比于传统驱动电路，对正负向串扰尖峰的抑制效果更为显著。
5、结语
论文首先针对半桥电路中SiC MOSFET之间的开关串扰现象产生过程进行了详细分析，并建立了串扰电压的数学模型，指出了影响串扰电压幅值的关键参数。针对串扰产生的根源，提出了一种由辅助三极管与无源器件组成的新型米勒钳位串扰抑制驱动电路，克服传统串扰抑制方式增加电路控制复杂性的同时实现低成本。最后，通过仿真与实验对比了传统驱动电路与新型驱动电路的串扰抑制效果，验证了本文所提出的新型串扰抑制驱动电路在开关串扰抑制方面的优异性。
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