摘要：
电力电子变压器(PET)因便于模块化集成、接口灵活丰富而不失为一种变压器的良好替代方案.第3代半导体材料碳化硅(SiC)的发展为PET在中高压领域的应用拓展了道路,同时现场可编程门阵列(FPGA)的快速高精度并行处理和多通道输出为实现变换器简捷精确的控制拓展了可能.本文提出一种PET单元的设计,包括BoostPFC整流单元、对称结构的CLLLC谐振变换单元以及逆变单元.首先对各单元进行理论分析及参数设计,然后通过Matlab/Simulink搭建仿真模型进行验证,最后采用SiCMOSFET搭建CLLLC谐振变换器单元及逆变单元实物.仿真及实验结果表明该单元设计具有可行性,为采用新器件构建PET提供了一种可能.
1、引言
随着“碳达峰、碳中和”目标的提出以及“直流配电”、“分布式储能发电”等技术的发展,电力电子器件及电力电子装置设备正面临着新的机遇和挑战。PET亦称固态变压器(SST),因其体积小、重量轻、端口类型丰富、便于单元拓展而在上述技术发展领域发挥着关键作用,被麻省理工学院评为十大新兴技术之一。
近些年来,采用第3代半导体材料SiC、氮化镓(GaN)研制的电力电子器件受到广泛关注。因硅基器件无论是二极管、晶体管还是晶闸管,受到材料特性制约,难以在电压、频率或温度水平有较,第3代半导体材料器件便成为研究热点,大突破SiC器件也被称为引领“新能源革命”的“绿色器件”。对SiC器件以及PET的发展和研究现状进行了综述,指出早期的PET大多采用硅基器件研制,而高性能SiC器件的发展和应用将为PET在高压场景拓展道路,例如苏黎世联邦理工学院面向数据中心所设计的PETAC/DC整流器、DC/DC谐振变换器,弗吉尼亚理工大学研制的谐振变换器,北卡罗来纳州立大学研制的配电移动PET等,但未涉及具体设计过程。PET的特点之一即高频化,其拓扑控制和调制可以通过单片机或DSP实现,但串行处理方式限制了计算速度提升,而具有高集成度、高精度并能够进行并行处理和多通道输出的可编程芯片FPGA的出现,为高频变换器实现更加快速精准的控制提供了条件。
本文提出了一种三级式PET单元设计。该单元为了满足中高压领域应用的输入串联输出并联(ISOP)型PET的模块单元,其中包含3个部分。BoostPFC整流单元、对称结构的CLLLC谐振变换单元及逆变单元。首先对各单元进行理论分析及参数设计,然后通过Matlab/Simulink搭建仿真模型进行验证,最后采用SiCMOSFET搭建缩小电压及功率水平下直流变换单元及逆变单元实物。
2、整流单元及逆变单元
三级式PET单元的结构如图1所示。
整流单元选择的拓扑结构如图2所示,其由4个二极管构成整流桥,后接Boost电路以实现升压。根据开关管的导通与否,其在两种状态之间变换工作。当V1导通时,L1储能,VD5承受反向电压关断,电容C1放电向负载供能;当V1关断时,电感能量经VD5流向C1以及负载。其中U0为交流电压us经整流桥后的电压。
为实现功率因数校正(PFC)以及获得稳定的直流电压,整流单元采用电压电流双闭环控制方式来产生高频方波信号以控制V1的导通和关断。其控制框图如图3所示。
整流单元关键参数为L1,C1,其计算如下:
式中:Us为输入电压的有效值;η为模块效率;σ为电感电流纹波;f为开关频率;P为输出功率;δ为输出电压纹波;Upp为输出电压峰峰值。
逆变单元选择全桥电压型拓扑,如图4所示。
其控制方式与整流单元类似,为双闭环控制。考虑到内环采用比例积分(PI)调节时,其抗干扰性较差,对信号的跟踪与控制存在稳态误差,故对电流内环采用比例谐振(PR)调节,来设置与输入相关的谐振频率,得到该处较大增益,实现对某一频率交流信号的无静差调节。同时,为提高等效频率及功率密度,对于V2~V5的导通与关断,采用三电平的SPWM。
3、CLLLC谐振变换单元
对于中间DC/DC隔离单元,选择对称结构的CLLLC谐振变换器拓扑,如图5所示。其控制方式简单并适用于功率双向流动的拓展。
工作时对于同侧同一桥臂开关器件施以占空比各50%的互补驱动脉冲,在不同工作频率fs下,对侧续流二极管进行整流,得到不同电压增益M。变换器谐振频率fr表示如下:
与fs相比,对应着3种工作状态。为使变换器性能得到充分发挥,通常使其工作于fs≤fr的欠谐振或准谐振状态,同时亦能实现开关器件的零电压开通(ZVS),以缩减器件的开关损耗。
参数的计算和分析选择基波近似法(FHA),其原理是将方波电压分解,取其基波分量来近似代替。当选取变压器变比为1时,该方法的等效电路如图6所示。
电压增益表达式及相关参数计算式如下:
式中:M(fn,Q,k)为电压增益;fn为标幺频率;Q为品质因数;k为电感比值;F=(2k+1)fn-(2k+2)/fn+1/fn3;Req为等效电阻;Z为特征阻抗。
在Matlab中绘制不同k,Q下随标幺频率变化的增益曲线如图7所示,为参数选取提供依据。
4、仿真分析
根据前面对各单元的分析,设计传输功率为3kW的PET单元,其输入输出电压的有效值均为220V,中间隔离单元两侧直流电压均为400V。计算主要元件参数为:L1=470μH;C1=C2=4700μF；Lm=150μH;Lr1=Lr2=30μH;Cr1=Cr2=84.43nF;L2=470μH;C3=100μF;逆变器开关频率为20kHz;谐振频率为100kHz;死区时间为400ns。
在Matlab/Simulink中搭建如图1所示的三级PET单元结构,以验证该变换器单元设计的可行性。传输功率3kW的水平下主要仿真波形如图8所示。可见整流单元输入侧电压电流实现了PFC功能,功率因数接近1,中间隔离单元控制侧的开关管频率设定为100kHz,实现了ZVS。可见,所选取的参数合理可行,为样机的研制打下了基础。
5、谐振变换单元及逆变单元实验
为进一步验证所设计单元的可行性,采用SiCMOSFET搭建单元实验样机。在缩小电压及功率的水平下进行实验。SiC是新型半导体材料代表,与硅材料相比,有着更宽的禁带宽度、更高的击穿场强和更快的饱和电子迁移速率,故而SiC器件在高压、高频领域有着更广阔的应用前景。目前，
产品化SiCMOSFET分立器件耐压可与SiIGBT相媲美,高达1700V。
本文搭建的实验样机选择的器件是1200VSiCMOSFET,其型号为C2M0080120D。由于SiC器件开启阈值电压低(2~4V),开关速度快,所以要求驱动关断电压为负,以防止由于寄生参数的存在所引发的开关管误导通。因此,本文所选择的驱动是CGD15SG00D2。
采用上述开关管及驱动搭建了CLLLC谐振变换单元和逆变单元。直流变换单元控制信号由DSPTMS320F28335发出。逆变调制采用了高集成度、高精度并且能够进行并行处理和多通道输出的可编程芯片FPGA,开发板选用了DE1-SoC,它是以片上系统(SoC)FPGA为核心所构建的开发平台,在Matlab中将仿真模型离散数字化,在进行代码转化后烧录程序,并且采用了基于模型的设计方法,其目的是对高频变换器实现更加快速精准的控制。设计直流输入电压Udc1=72V,直流输出电压Udc2=60V。同时设计逆变输入直流电压为60V。此时的相关波形如图9所示。
本文参数设计方法与前面所给相同,具体参数如下:开关管为C2M0080120D;开关频率、死区时间分别为100kHz,400ns;变压器变比理论值为1.2∶1,实测值为1.19∶1;初级励磁电感Lm理论值为150μH,实测值为150.35μH;谐振电感Lr1理论值为30μH,实测值为29.86μH;谐振电容Cr1理论值为84.43nF,实测值为84.58nF;谐振电感Lr2理论值为20.83μH,实测值为21.06μH;谐振电容Cr2理论值为121.58nF,实测值为118.5nF;逆变电感L2理论值为500μH,实测值为508.8μH;逆变电容C3理论值为100μF,实测值为100.16μF。直流单元负载选择未通电时实测值为20Ω的波纹电阻,而逆变单元负载为10Ω的波纹电阻。
由图9可见,SiC器件由负压关断,开通与关断时间均为90ns,由此可见其开关快速性。且测得谐振变换单元的效率为92.7%,逆变单元的效率为91.8%。考虑到样机设计仅为实验验证,未对保护电路、PCB布线及电磁兼容等问题进行充分分析实践,故效率提升还有待进一步的提高。
综上所述,实验波形与理论分析及仿真实验相对应,由此验证了所设计的CLLLC谐振变换单元及逆变单元的可行性,这为研制更高电压和功率水平的PET各单元,以及整体变换器单元的样机奠定了基础。
6、结论
PET和SiC半导体材料器件对于发展“智能电网”、“分布式能源发电并网”有十分重要的意义。本文提出了一种三级式PET各个单元的设计方法,包括拓扑结构、控制方式、主要参数计算等。在Matlab/Simulink中进行了仿真实验,验证了设计的可行性。采用SiCMOSFET搭建了缩小电压及功率水平的实验样机,其逆变单元采用FPGA芯片进行控制及调制,进一步验证了所设计单元的可行性。虽然保护电路的设计、PCB布局、电磁兼容等问题都有待进一步分析实践,但为研制更高电压及功率水平的PET各单元，同时为采用SiCMOSFET研制样机整体奠定了基础。
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